Digitale Endstufe DIY-Projekt

Schaut ganz gut aus das projekt, aber der aufwand ist einfach zu groß. Probier es zuerst mit einer Class D (ohne Signalprocessing) um erfahrungen zu sammeln, weil man sollte auch wissen wie das ganze funktioniert und nicht nur zusammenbauen.
Hab da schon einiges an erfahrung mit Class D stufen und da gibt es so kleine problemchen, die erst klar werden, wenn mans aufbaut. und die durchschaut man viel besser, wenn mans mal mit CLass D stufen probiert, die im endeffekt nicht anders funktionieren.
Grundsätzlich hab ich interesse an dem Projekt.

Ja, aber genau das ist das gute an Teamwork. Nicht jeder muss alles wissen.
Solange die Ergebnise gut zuammengefügt werden können, ist ja alles klar.
Ich habe mich schon viel mit Delta-Sigma-Modulation und anderen Signalverarbeitungen beschäftigt (auch schon viel gebastelt), sowie EMV gerechtes Platinen-design.

Ich hoffe es gibt genug Leute die auch einen Teil beisteuern können.

hier, hallo ich auch

henry

Hi

Interesse hätte ich ja auch, obwohl ich nicht sagen kann, daß ich tatsächlich mitbaue, aber mein weiß ja nie. Ich träume schon über 12 Jahre von einer Digitalen Endstufe. Zum Endstufenteil kann ich bestimmt ein bißchen was beisteuern.


Gruß
Steve

bitte mal das ansehen, fiel mir vor ein paar wochen auf

http://listen.to/audioexperiment

auch digital?!

Gut, die seite von Zucker ist gut. Es handelt sich dabei um eine Class D mit 220 Watt an 8 Ohm RMS und 300W Musik.

Zum Thema Class T (die Audioprocessingstage von euch).
Von meiner seite kann ich euch sicher mal mit messdaten dienen, weil ich weis nicht, ob ihr alle so die Messgeräte habt, um Audiosachen zu messen.

Sonnst wärs einmal nicht schlecht, wenn man einmal sich so zusammenredet und schaut, wie man das ganze am besten angeht. Eine Bauteilliste erstellen und sich des ganze einmal anschaut. Wo bekommt man den IC TA3020 her und was kostet der? Wenn er teuer ist, dann gibts die auch gratis (Samplebestellung :-) ) zu 3 Stück oder so.

Also Gut.
Das sind mehr Antworten als ich erwartet habe.
Ich will nur mal klarstellen das das kein billiges
Open-Source Projekt werden soll in dem jeder einfach
seine Meinung sagen kann. Wer keine genaue Ahnung hat: RUHE! Es werden Leute gebraucht die richtig mitarbeiten
können und schon mal ein Wochenende auf den Kopf schlagen.
(ein fulltime Job soll es aber natürlich nicht werden)
Alle anderen können sich ja dann auf die Ver.1.0 freuen
die wir dann Veröffentlichen werden (soweit alle einverstanden sind... das wird sich dann auch noch zeigen)

Wir sollten uns FESTE eigenschaften der Endstufe
überlegen, wie:
- Sollen wir den TA3020 benutzen? Preis?
Nachbausicherheit? (das Teil ist ja nicht ewig zu haben.
- PCM-Eingang ? So könnte man die Endstufe direkt an
digitalen Ausgängen betreiben, und das Kabel zum
Lautsprecher könnte ein LWL sein.
Auch die Digitale Frequenzweiche würde dadurch sehr
vereinfacht werden (keine analoge wandlung mehr)
Digital bis zum Ende.
- ...... anregungen?

Ich werde am Mo. eine Yahoo-Group eröffnen, in denen wir
die Infos besser durchschauen können, was uns helfen wird
uns besser zu organisieren.

ICh selbst baue viele Projekte und keines ist Open Source. Erst dann wirds, wenns eine Verbesserung gibt. Diese findet man auch unter 'KDE Series Amplifier' und 'PA Series Amplifier' im Google, wenn man a bissl sucht.

Du hast was von Festen Eigenschaften geschrieben. Die Überelgungen sind gut aber wenn man mich fragt bin ich mit dem Klirrfaktor 0,1% nicht ganz zufriden, da muss man auch was machen können.

Hab noch nie mit Yahoo Groups was getan, kann mir das dann einer erklärn, wohin man da muss und wies undgefähr geht?

man möge verzeihen: was ist "open source"?

beisteuern kann ich:

FG, sinus, dreieck, rechteck alles zum wobbeln bis 2Mhz mit zähler
Oszi, zweistrahl 20Mhz
Oszi, einstrahl 20Mhz
4 vielfach 20-100K/V analog
einfaches platinenprogramm
eingfachen schaltplaneditor
zeit

allerdings bin ich von dem 3020 nicht so begeistert, mir ist der plan von meiner angegebenen seite lieber, die spannung ist garantiert erhöhbar und es sind sicher auch mehr endT einsetzbar um die leistung zu erhöhen

Über das Projekt der anderen Seite kann man ja dann am Mo reden. Für dieses Projekt von Zucker's Seite hab ich (is ein ähnliches Schaltungsprinzip) ein Berechnungsprogramm in den C++ Builder getippt..

http://members.chello.at/mikejuen/Class_D_FilterCalc.exe

PS wenn wer weis, wie man im C++ Builder von Borland Floatzahlen auf Kommastellen begrenzen kann, bitte gerne

Der meinung von Zucker schließ ich mich gleich an, weil mit dem IC ist man so an die Daten desselben gebunden und des kanns nit ganz sein.

hallo jimi

das ist ja ein geiles programm. ich brauche dazu immer 3 din A4 seiten. kann man es so wie es ist behalten und gebrauchen?

ich hab mal 80V als Ub für die endstufe eingegeben, er meint es wären 800W. bei den größen werde ich sehr heiß.
trafo müßte so ca. 2 x 56V und 2KV haben. hab gleich mal an eine trafo-firma gemailt, der preis kommt sicher noch diese woche.

also ich plädiere für diesen. auf gehts!

Wenn man klein schreibt dann hats auf 1 DinA4 Seite platz *g*. Eines muss man dem Programm noch hinzufügen.
Und zwar hat man bei den Endstufen einen Ruhestrom oder auch 'Ripple Current' genannt, der bei Ausgang=0 durch die PWM bedingte Umladung entsteht.
Diesen berechnet man mit folgender Formel:

I ripple = U Stage / ( L · f modulation · 4 )

Die Ausgangsleistung ist bei maximalen Modulationsgrad* folgend zu Berechnen:

P = U · I = U · ( U / R ) = U^2 / R
also 80^2 / 8 = 6400 / 8 = 800 W max (Musik) @ 8 Ohm
800/sqrt(2) = 560 W sin @ 8 Ohm

Aber ich werd dann sicher mal mit den ganzen Formeln und so rausrücken :-)




*) wird später auftauchen

hallo,

trafo angebot ist da.

rkt 1000 / 230 / 2 x 63 180mm x 85mm 6Kg

96,00EUR netto, 12,00EUR porto, Ust.

rkt 2000 / 230 / 2 x 63 210mm x 100mm 12Kg

189,00EUR netto, 12,00EUR porto, Ust.

hat jemand ein besseres?

gruß henry

In dem 3020 sind ja nach der Modulation noch die Gate-Driver.(oder PWM-Verstärker)
Worauf sollte man bei der dimensonierung der Treiber achten? Wie haben die das beim 3020 gemacht?
Welchen IC könnte ich gut nehmen?

Einmal zu Zuckers Ringkerntafos... schau mal beim RS Components, da sinds glaub ich etwas biliger, solangs unter 1kVA sind.

Gate Driver? IR2110 wär eine Gute Wahl. Will man eine H-Brücke (Unsim. Betriebsspannung), dann muss man halt 2 nehmen.
Aber für was überhaupt Gate Driver?
Es heißt ja immer, dass FETs (auch MOSFets) leistungsfrei Schalten. Naja, man unterschätzt immer die Eingangskapazitäten, also die Kapazität der Sperrschicht zwischen Gate und Source.
Bei hohen Frequenzen (wie bei Class D, problematisch wirds aber schon ab wenigen kHz) müssen diese Kapazitäten so schnell als nur möglich geräumt werden, auf deutsch ein Kurzschluss zwischen G und S zum ausräumen und 10V und viele Ampere zum einräumen, also leitend machen.
Da das leider der OPV, der das PWM erzeugt, nicht kann (40mA Ausgangsstrom), muss ein Gatedriver her, der den hohen Strom von 1A bis einige Ampere liefern kann. Das war die LOW Side, also der untere FET. Beim Highside FET, der auf einem Potential von zig Volt (50, vielleicht doch 100, je nach Ausgangsleistung) muss der Highside Driver auf diesem Potential aArbeiten.
Der IR2110 macht beides und das ganze bis zu einer Highside FET Drainspannung von 500 Volt.
Aber das wird sich dann noch herausstellen, wie das ganze wirklich funzt und es wird auch jeder sicher verstehn, wenn ers aufgebaut hat :-)

Was für ein Gatetreiber in Frage kommt, hängt insbesondere von der Schaltung und den erforderlichen MosFet's ab. Die wiederum von der Taktfrequenz abhängen. An was hast Du da so gedacht? Die MosFet's schalten leider auch nicht so Verlustfrei wie man möchte. Auch sind bei +/- 80 V Versorgungsspannung 200 V MosFets im Grunde schon zu wenig und da sind die Gatekapazitäten schon nicht so wenig. Vielleicht sollten doch erst die Rahmenbedingungen der Schaltung abgesteckt werden.
Der IR 2110 ist aber schon eine gute Wahl, leider ohne Totzeit. Das kriegt man aber auch noch anders hin.
Der TA 3020 hat das alles integriert, der läuft aber auch nicht bei +/- 80 V.

hallo,

für meinen teil verabschiede ich mich definitiev von der schaltung mit dem TA 3020 und werde meine gefundene schaltung aufbauen. die bauteile außer dem trafo hab ich heute bestellt.

henry

Ich sag da immer 'einen IC Verstärker aufbauen kann jeder, aber die Probleme selsbt ohne fertigen IC lösen kann noch lange nicht jeder.'
Die Schaltung mit dem TA... baut man auf und es geht. Ich finde sowas stink langweilig.
Interessant ist es, Schaltungen aufzubauen, die man selbst dimensioniert hat und dann die kleinen Fehler, wo die Schaltung hat dann versucht mit etwas überlegen herauszubekommen.
Also, wenn Fragen zu Class D da sind, jederzeit gerne, aber mit dem IC hab ich keine freude.
Baut man schon eine Class D Endstufe, wo ohne probleme 1kW drin ist, warum dann auf einen IC zurückgreifen, der 1. gleich teuer ist, wie das komplette 2kW Netzteil und 2. nur 300W hat?
Der Vorteil vom IC ist halt, dass es ziemlich Nachbausicher ist ;-)

Selbst entwickeln ist gut, d.h. auch selbst Spass haben .


Henry welche Schaltung genau hast Du ausgewählt? Ist wichtig, daß wir von der gleichen Sache reden.

Vom Ansatz ist es dann wichtig, die notwendige Taktfrequenz anhand der Erfordernisse zu ermitteln.

Wieviel Takt ist notwendig, um sagen wir mal auf 30 kHz zu kommen, möglichst Klirrarm?

Welche Leistung soll die Sache bekommen? Was sind so eure Vorstellungen?
Diese Faktoren bestimmen je erst die Größe der Leistungs - Mosfet's.
Ich selbst würde, wenn ich denn wirklich die Zeit finde mitzubauen, so mit 2x300 W an den Start gehen.

Gruß
Steve

@ steve,

hab ich weiter oben angegeben. es war ein link zu einer schaltung, die das signal mittels schmitt-trigger " bearbeitet".
sieh mal bei http://listen.to/audioexperiment nach.
mir hat die schaltung gefallen.

als end-T setz ich die kombination IRFP 240 / 9240 ein, Ub knapp 2 x 90V

es wird sich zeigen, was es bringt.

henry

@Henry

da hatte ich nachgesehen. Ist es die Schaltung AMP30?
Die ist ja mit einem P-Kanal MOS.

Gruß
Steve

@ steve,

da muß was verkehrt sein.

die ich meine fängt mit einem opv als spannungsfolger an, 2 opv hinterher, der 1. als rückkopplungsglied, der 2. als - weiß ich noch nicht, sieht nach "zerkacker" aus - dann ein mosi auf einen schmitt, welcher wiederum 2 schmitt ansteuert (positiv, negativ, dann je 2 opv als treiber auf je einen mosi (irf 9630 / 630)

selbige schaltung, andere endstufe irfp 9240 / 240 und +/- 100V - dürften so 700 rms zu buche stehen.

einziges manko - HIP 2500 / HA - nirgendwo gelistet. muß mal bei "Segor" nachsehen.

henry

Hallo Bastler,

bin neu hier, hab nur eine leise Ahnung, was HiFi für die "Experten" bedeutet, mich aber einige Jährchen mit Analog- und Digitaltechnik befasst. Ich bin für ein evtl. Aktivboxenprojekt (weil ich mir die KH O500C nicht leisten kann) an einem Digitalverstärker interessiert.
Deshalb ein Kommentar zur Schaltung "Amp30D.pdf" vom 03.06.2002.

0. Das Schaltungsprinzip ist quasi ein P-Verstärker mit unendlicher Verstärkung an einer PT1-Strecke (ohne Lautsprecher). Damit können nur unter identischen Bedingungen saubere, stabile Oszillationen erzeugt werden. Und die gibt es nicht bei (selbst identisch scheinenden) mehreren Aufbauten, nicht mal im Betrieb. Die Folge ist ein mehr oder weniger großer Frequenzjitter, der die ausgangsseitige Filterung erheblich erschwert. Das Problem hatte ich bereits bei einem 5A-Treiber für voice-coil-Linearmotoren http://www.ibtk.de/project/emagnet/emag_des.pdf und http://www.ibtk.de/project/emagnet/emag_sch.pdf.
1. Betriebsspannungen: Die Eingangsstufe läuft mit +/-5V, die HCTs vertragen aber nur max 5.5V unipolar.
2. Komparator: Es gibt inzwischen viele Comps mit PP-Ausgang, da spart man die JFET-Stufe und hat ein steileres Signal. Extrem wichtig scheinen mir hier gleiche L/H- und H/L-propagation delays und -anstiegszeiten.
Die Folgen beschreibt der Urheber ja. Besser ist eine Break-before-Make-Schaltung mit definierten Zeiten besser.
3. In den Gateleitungen fehlen Rg-Widerstände, gefährlich für die FETs.
4. Der RDSon der FETs ist für die angestrebten 100W unangemessen hoch. Dann wenigstens IRFP9640. Das erleichtert auch gleich die Isolation.
5. Je höher die Schaltfrequenzen, je steiler die Schaltflanken, desto schwieriger sind die Einflüsse der Streukapazitäten z.B. gegen die Kühlkörper zu beherrschen.
6. Ein schöner Vorschlag für eine Endstufe ist hier zu finden: http://www.g0mrf.freeserve.co.uk/classd.htm.

und: Das Dämpfungsmass, wesentlich für das Ausklingverhalten der LS, ist bei Linearendstufen wesentlich einfacher zu höheren Werten zu treiben.

Gruss, tiki

@ tiki,

was meinst du als fachmann, sollen wir die finger von der sache lassen?
für meinen teil fand ich das objekt als lehrmittel geeignet.
mein bestreben ist die erkenntnis über die schaltung, um sie weiter zu entwickeln bzw. eine höhere klasse anzustreben.

viele grüße

Hallo,

nein, natürlich weitermachen, wer schmeisst denn gleich die Flinte ins Korn?
Man sollte sich aber im Klaren sein, dass auch hier die Tücke im Detail liegt und man mit Sicherheit nicht im ersten Anlauf am Ziel ist. Und meine Erfahrung sagt: immer schön Schritt für Schritt, also relativ kleine Funktionsgruppen einzeln aufbauen und für sich testen.

In meinem gegenwärtigen Projekt muss ich einen Temperaturregler mit ca. 20W Heizleistung für eine Raumfahrtanwendung möglichst klein und verlustleistungsarm bauen (und natürlich nach allen möglichen Vorschriften - kiloweise Papier!). An der Leistung sieht man, ich fange auch klein an.
Ich habe vor, eine PWM-Steuerung nach Audio-Vorbild einzusetzen, erste Simulationen und eine Steckbrettschaltung sind schon gelaufen.
Die erste Schaltung war ein Zweipunktregler, ähnlich der von Euch gefundenen Vorlage. Auch hier war der unerwünschte Frequenzjitter zu sehen, stark abhängig übrigens von der Last/Aussteuerung der Leistungsstufe.
Jetzt im Januar geht's weiter, ich lasse von mir hören, wenn sich Erfolge einstellen. Und die gefundenen Schaltungen/Probleme werde ich geeignet zur Verfügung stellen, wahrscheinlich über meine Webseite.

Ist das okay?

Noch eine Idee:
Vielleicht ist es sinnvoll, das Prinzip eines Spannungskonverters (oder SMPS) so abzuwandeln, dass nur bei Unterschreiten der Ausgangssollspannung der high-side-FET einschaltet und bei nur bei Überschreiten der low-side-FET, jeweils mit einer noch zu wählenden Hysterese? Das wäre ein Dreipunktregler, von mir auch schon in digitaler Form (mit MSP430-µC in dem erwähnten Projekt) realisiert. Unter vielen Betriebsbedingungen zeigt er ein wesentlich "ruhigeres" Regelverhalten und reduziert damit drastisch die Schaltverluste und den Stromripple durch Ausgangsfilter und Last.

Bis bald!

hallo tiki,

flinte bleibt in der hand. die schaltung wird versucht.

vor geraumer zeit hab ich für meine modellbahn einen PWM-fahrtregler gebaut: 555 als takt auf nand mit entsprechenden leistungs T über kreuz, so das vorwärts, rückwärts und stillstand in einem poti vereint waren - ich denke eine digitale endstufe ist ähnlich, zumal der eigentlichen endstufe egal ist, ob sie analog oder digital angesteuert wird.

viele grüße

Hallo Henry,

apropos Leistungstransistoren: es gibt seit wenigen Jahren "PWM-optimierte" Typen, mit für die erzielten RDSon recht moderaten Gateladungen. Damit der Wirkungsgrad bleibt. Ich schlage vor, mit kleinen Leistungen/Spannungen anzufangen und die Ansteuerung zu untersuchen/optimieren.
Und ich setze diskrete FETs ein, keine integrierte Brücke, um flexibel zu bleiben. Da tun es natürlich vorläufig nahezu beliebige Typen.
Vorrätig sind: IRFU5305 p, -55V, 65mOhm
RFD14N05 n, 50V, 100mOhm
RFD3055 n, 60V, 150mOhm
und die allseits beliebten BUZ11 und BUZ100.

Gute Nacht!

Hi

ich habe mir beide Schaltungsvarianten angeschaut, mir gefallen beide nicht. Keine der beiden hat eine richtige Ansteuerung, daher halte ich beide für nicht geeeignet um in Leistungsbereiche, wie Henry das vorschwebt vorzustossen. Eine gute Ansteuerung wäre z.B der schon weiter oben erwähnte IR 2110, der kann immerhin schon 2 A peak Strom. Damit würde aber der Groundbezug der Schaltung auf Minus liegen müssen, auch nicht schön. Der P-Kanal Mos von Henry würde auch nicht funktionieren. Der kleinste Gatewiderstand wäre bei 10 V Gatespannung somit 5 Ohm. Die Leistung ist dabei kein Problem die Ladung dauert nur einige hundert Nanosekunden. Ist der Gatewiderstand (5 Ohm ist nicht klein) zu groß macht der Mos zu große Schaltverluste.

Henry, die von Dir ausgewählten Mos sind zu klein. Die haben nur 200 V und Du hast eine ungeregelte Versorgungsspannung von 180 V. Das ist nach meiner Erfahrung zu knapp. Der P- Kanal Mos kann nur 7,5 A DC, auch das ist zu wenig.

Hast Du schonmal die erforderliche Taktfrequenz überschlagen? Vorher ist alles andere Müßig. Ich fürchte die Endstufen können nicht viel mehr wie 100 kHz, zumindest bei deinen 180 V oder meinen 120V. Das wäre aber für eine Endstufe mit vollem Frequenzbereich zu wenig.

Gruß
Steve

hallo steve,

ehrlich gesagt, nein. ich hab die takterei noch nicht überschlagen.
die irfp 240 / 9240 sind wirklich zu klein, da muß ich mal schauen ob es für 450V etwas gibt.
der irfpc 50 ist bis 600V abgegeben. dazu gibt es aber kein P äqvivalent. vielleicht geht es auch mit 2 N - kanal.
ich will erstmal die laststufe aufbauen, dann sehen wir weiter.
mit erheblich weniger Ub werd ich erst einmal versuche anstellen. wenn am gate eine variable triggerspannung angelegt wird, müßte doch mit dem oszi zu erkennen sein, ob die mosfet wollen oder nicht, bzw bis zu welcher frequenz sie wollen.
was ist eigentlich der MAX 626 für ein opv. ist das ein schneller c-mos oder ein rein analoger mit hoher anstiegszeit?
der 74 HCT ist mir auch nicht so geläufig, bisher hab ich immer mit der 4000 serie gearbeitet. die sind mir lieber, wegen der 12 - 15V Ub. den 4093 hab ich bspw. zur zugnummern erkennung nach der opto lichtschranke und vorgeschaltetem 555 eingebaut. er brachte bei einer geschwindigkeit von ca 50cm in 3 sek. und 8 balken a 1mm auf dem lokunterboden eine sauberer auswertung. ich hab da aber immer meine probleme mit der freq.-berechnung.

also ich muß das versuchen, aus dem stand wird das so nichts.

Hallo Henry

der MAX 626 ist ein MOS Gate Treiber, leider nur für den unteren Schalter. Für den oberen Schalter in einer Brücke ist er nur zu verwenden, wenn Du eine galvanische Trennung aufbaust oder ein IC wie den IR 2110 nutzt der mit einer Ladungspumpe für den oberen Schalter arbeitet und 500 V Differenz verträgt.
Datenblatt findes Du bei Maxim http://www.maxim-ic.com/

für den IR
http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf


Zu den 74 HCT kannst Du bei Texas ein Datenbuch und übersichten finden http://focus.ti.com/docs/prod/folders/print/cd74hct08.html

Die mögliche Grenzfrequenz der Endstufe ist im Grunde nur von der zulässigen Verlustleistung abhängig.
Die Frage die sich mir stellt, welche Taktfrequenz ist denn nötig, um 20 oder 30 kHz noch sauber mit dem PWM Signal erzeugen zu können. Da kenne ich mich leider nicht aus. Wenn ich aber so die Umkehrung des CD Players annehme, würde Faktor 2,2 reichen. Kann das sein, oder bin ich da auf dem Holzweg?

hallo steve,

noch hab ich keine erkenntnis darüber. es wird wohl nicht anders werden, als versuche durchzuführen.
der knackpunkt, wie du schon schreibst, ist m.E. die frage, in wie weit die end-T eine taktung mitmachen und dem eingangssignal folgen können. in wie weit sich die endstufe "aufschaukelt" - ich weiß es nicht.

demnächst werd ich die end-T aufbauen und am gate eine triggerspannung anlegen. das datenblatt für den irfp 240, schreibt von 1Mhz aber nicht ob er dann noch voll durchschaltet. weiterhin muß ich mich belesen, wie viele takte oder welche taktfreq. zur übertragung einer sauberen sinuskurve nötig sind. vielleicht weiß es ja jemand.

meine vorstellungen gehen in die richtung, an einen nand-eing. das sinussignal, an den anderen nand eing. den takt. dabei müßten am ausgang des nand saubere rechtecksignale zustande kommen. je höher die taktfreq., desto sauberer dürfte das signal am ende sein. an und für sich müßte das so gehen.
die höhe der spannungsabgabe dürfte dann mittels der länge der impulse regelbar sein, so das die auszeit länger als die einzeit wird, oder eine umkehr der digitalen spannungen, um die end-T zu sperren oder zu öffnen - das muß ich mir erst noch überlegen.

Hallo,

ohne Euch zu nahe treten zu wollen, ich glaube, an ein paar Stellen sind noch Grundlagen fällig.

Die Nutz-Ausgangsspannung einer PWM-Stufe ist der arithmetische Mittelwert, der sich bei Rechteck aus dem Verhältnis H/L-Zeit ergibt. Das stimmt natürlich nur im quasistationären Fall (konstantes Tastverhältnis) und bei idealer Filterung (kein Taktripple). Dieses Grundprinzip sollte eigentlich vor dem Bau klar sein. Das Abtast-Theorem (f[abtast] = 2 x f[nutz, max]) gibt zunächst nur die höchste detektierbare Frequenz bei gegebener Abtastfrequenz an. Wie gut der Spannungsverlauf der Nutzfrequenz dann auch noch rekonstruierbar ist, ergibt sich, salopp gesagt, aus dem Oversampling, d.h. wievielmal höher die Abtastfrequenz als die Nutzfrequenz ist.

Das bedeutet, dass z.B. ein 20kHz-Nutzsignal mit nur einer Periode bei 44kHz Abtastfrequenz gerade noch als solches erkannt würde, ob das nun Dreieck, Sinus oder gar ein einzelner, steiler Puls war, läßt sich auch mit vielen Bits Auflösung nicht bestimmen. Wenn das Nutzsignal länger unverändert anliegt, kann man mit asynchroner Abtastung ähnlich dem Dithering bei Oszilloskopen den Signalverlauf annähern. Die Überabtastung dagegen, mit f[abtast]>>2 x f[nutz] tastet mehrfach auf einer Periode ab, durch geeignete Interpolation (im einfachsten Fall Signalverschleifung durch Tiefpass) ergibt sich die Kurvenform.
Deshalb also liegen die Taktraten guter Class-D-Verstärker meist um/über 250kHz. Darüber steigen die Schaltverluste merklich und die Verzerrungen, u.a. durch cross-conduction-Effekte.

Ein paar gute Tips zum Gate Drive und HF-Switching geben auch die Hexfet Power Mosfet Designer?s Manual V1/V3 von IR in den Application Notes.
Für die Gate Drive Circuits würde ich Übertrager vorschlagen, wenn man einen High-side FET einsetzt, man spart sich die schwebende Betriebsspannung. Die FETs bleiben auch eher am Leben, wenn die Ansteuerung nicht vernünftig läuft.
Apropos Drive: MOSFET-Gatedriver haben evtl. Probleme mit dem Durchfahren der Miller-Plateaus, weil die endlichen Ausgangswiderstände abhängig von der Ausgangsspannung den Gatestrom begrenzen, siehe http://www-s.ti.com/sc/ds/ucc37323.pdf.

Und: wer noch keine Erfahrung mit geschalteten MOSFETs an Induktivitäten (Trafos, Übertrager, Lautsprecher, längere Leitungen) hat, sollte doch mit kleinen Spannungen/Leistungen anfangen. Es gibt durch die (auch Streu-) Induktivitäten recht energiereiche Spikes, deren Beseitigung nicht trivial ist! Sie treten z.B. schon durch die Totzeit auf, in denen keiner der FETs leitet.

Ich hab hier mal ein paar alte Versuche hinterlegt, die mit PWM und MOSFETs zu tun haben:

Als denn!

Verzeiht mir, der Link fehlte:
http://www.ibtk.de/project/class_d/

@ tiki

danke für die ausführungen. den Ub bereich wollte ich sowieso für`s erste mit erheblich geringerer spannung auslegen.
grundsätzlich - würdest du der sache mit dem, salopp ausgedrückt, nandgatter zustimmen, also ein eingang mit dem signal, der andere mit dem takt im 50/50 H/L verhältnis bei ca 100kHz?

weiterhin ist mir bis dato die regelung der ausgangsspannungshöhe, also lautstärkeregelung, unklar. wenn die H/L zeit verschoben wird um die an und auszeit zu steuern, fehlt doch ein stück der kurve.

ist hier mein gedanke falsch?

die pwm-modulation kenne ich bisher nur von motorsteuerungen, dabei ist das mit dem nand und der verschiebung der H/L zeit machbar.

viele grüße - henry

(den link hab ich noch nicht angesehen)

Hallo,

NANDs sind digitale Gatter, deshalb gibt es verbotene Eingangsspannungsbereiche, hier von 0,8V bis 2,0V. Die Sinusspannung aber ist analog und überstreicht diesen Bereich. Du meinst sicher einen Komparator. Der würde in Deiner Schaltung aber immer mit dem Rechteck-Grundtakt schalten, quasi rein wie raus. Der "Vergleichs"-Eingang muß also was Schräges sein, Dreieck oder Sägezahn.
Die Lautstärke ergibt sich dann automatisch, wenn beide Eingangsspannungen, also Dreieck und Nutzsignal, symmetrisch zu einer Nulllinie liegen, wenn das Nutzsignal Null ist, hat der PWM-Ausgang automatisch 50% Tastverhältnis, der arithmetische Mittelwert ist Null (sofern die Spitzenausgangsspannungen nullsymmetrisch sind).
Diese PWM-Ansteuerung ist aber grundsätzlich von dem Zwei- oder Dreipunktregler verschieden!

Das Prinzip wurde hier schon ein paar Nachrichten zuvor erklärt, bitte auch die Links ansehen, dann ist es einfacher!
Gruß!

Hi
@tiki

Oversampling

Das ist es, und damit auch das Problem. 250 kHz schafft die Endstufe bestimmt nicht, zumindest nicht bei meinen 120V. Da bin ich mir sicher.
Was die Spikes betrifft, da mache ich mir keine Sorgen. Wenn das Endstufenlayout gut ist, sprich induktionsarm aufgebaut und noch ein paar Kleinigkeiten beachtet, sind die im Griff. Da habe ich seit 12 Jahren Erfahrung mit und das mit 40 Stunden in der Woche.

Gruß
Steve

@ tiki, ich bekomm die seite nicht geladen - seite nicht vorhanden - ist deine adresse korrekt?

Hallo,

ich hab gerade die Class-D-Module von Hypex gefunden.
http://www.hypex.nl/
150W und 400W bei >90% Wirkungsgrad, die Beschreibung sieht auch gut aus. Die sollte man sich mal zu Gemüte führen!
Ob schon irgendwo Preise existieren? Die Preise für die linearen Aktivmodule von Hypex sind ja recht moderat.

Wenn die Module halten, was das Papier verspricht, kann nur noch der Preis oder der Spaß am Basteln den Eigenbau rechtfertigen.

Gruß

Ich hab die Adresse aus meiner Nachricht per copy paste in den MSIE und in Opera laden können. Dann landet man nicht auf einer Webseite im eigentlichen Sinne, nur in einer zum Lesen und Download freigegebene Verzeichnisebene.
Ansonsten durchhangeln: www.ibtk.de, projekte, class-d-Verstärker (letzter Eintrag) - verschiedene Simulationsdateien. Eine neue Webseite dafür zu erstellen, war ich zu faul.
Viel Erfolg!

Hi Steve,
Ich weiß leider nicht, wie man die für eine geforderte Auflösung des Nutzsignals minimale Abtastfrequenz berechnet, weil das u.a. sehr stark von den verwendeten Rekonstruktionsfiltern abhängt. Als Faustformel helfe ich mir mit: f[abtast]/f[nutz,max]=sqrt(SFDR@f[nutz,max]).
Soll heißen: bei gefordertem Klirrfaktor von 1% bei 20kHz sind mindestens 200kHz notwendig. Meist geben die Klirrgradmessungen bei Digitalverstärkern zu 20kHz hin kleinere Werte an, das liegt evtl. an den Tiefpässen, die den Messgeräten vorgeschaltet werden und durch ihre Grenzfrequenz eine Sinusformung der Ausgangsspannung bewirken und damit ein sauberes Signal vorgaukeln.
Die Hypex-Module laufen übrigens mit ca. 440kHz ohne Modulation.
Gruß

Hallo,

der PWM-Umsetzerschaltung pwm_ums6 habe ich das Simulationsergebnis beigefügt. Für Interessierte: hier erkennt man schön das PWM-Prinzip (mit Dreieckgenerator) im Zusammenhang mit der Schaltung. Die Ausgangsstufe hat wenig mit class-d zu tun, das sollte ein Step-Down-Converter werden.
http://www.ibtk.de/project/class_d/pwm_ums6_schematic.pdf
http://www.ibtk.de/project/class_d/pwm_ums6.pdf

viele Grüße

frage,

wie errechnet sich der TP am ausgang.

henry

Hallo,

drei neue Dateien für eine Idee zur Erzeugung des PWM-Signals (zugegeben, nicht meine Idee, nur die hiesige Realisierung):
http://www.ibtk.de/project/class_d/ClassD_generator1_schematic.pdf
http://www.ibtk.de/project/class_d/ClassD_generator1_dat.pdf
http://www.ibtk.de/project/class_d/ClassD_generator1_description.txt

zucker:
Zur Berechnung von Filtern ziehe ich gerne den "Tietze/Schenk: Halbleiter-Schaltungstechnik" heran, da kann sogar ich das einigermassen nachvollziehen. Im Kapitel 13.4 "Realisierung von Tief- und Hochpassfiltern 2. Ordnung".

Gruß

hab dem TP 10µ und 680n verpasst. rechnerisch eigentlich 760n - trennt bei ca. 20Khz ab.

bin noch bei der reinen endstufe , es macht fortschritte, ist aber noch nicht zufriedenstellend. die übertragung mit rechteck geht bis ca 50Khz, danach kommt nur noch ein strich. die kurve ist nicht rein rechteckig, sie hat eine geringe welligkeit. gerade, kleiner haken nach unten ( oben ) - gerade. muß das so sein oder muß es ganz gerade sein, so wie das generatorsignal.

die links sehe ich mir später an.

grüße henry

Hi,
schwer zu sagen, ohne die Einzelheiten zu kennen.
Zu dem TP gehört noch ein (reeller, nicht komplexer) R=16Ohm. Sonst entsteht ein Serienresonanzkreis mit (Thomsongleichung) f=1/(2*pi*sqrt(L*C))=61kHz. Die korrekte Anpassung bei der Arbeitsfrequenz ist unwahrscheinlich, so kann eine "gedämpfte" Resonanz mit einer verschobenen Frequenz auftreten. Der Strom liegt deshalb mit der Ausgangsspannung nicht in Phase. Mit dem verzögerten Ausgangsstrom tritt während der H- und L-Phasen der Rdson der FETs stärker in Erscheinung. Bei meinen Versuchen machte sich das aber je nach Phasenlage als Taille, ansteigendes oder abfallendes Dach bemerkbar. Den Haken kann ich nicht deuten.
Sieh mal die Vgs bei beiden FETs nach, ob sie stabil über die Pulslänge bleiben.

Vorsicht übrigens mit langen Drähten - bei den steilen Schaltflanken wirkt jeder cm zuviel als parasitäre Induktivität und verfälscht das Signal, das gilt besonders für die Massestrippen der Oszileitungen.

Was anderes: hat jemand den Schaltplan für den Antrieb des Plattenspielers Sony PS212A?
Gruß

Hi,
ich hab mich heute mal an der Simulation von Ausgangsfiltern für den Class_D versucht, bin aber jämmerlich vor mich hin gescheitert.
(Mein) Problem ist die höhere Ordnung durch vorgegebene Z[Chassis] und gewünscht niedrigen Ra der Endstufe (max. 0,1Ohm). Ich hab keinen sauberen TP (fg=20kHz) ohne Überhöhung der Spannung am Chassis in Grenzfrequenznähe hinbekommen.
Ich nehme an, da gibt es schon bessere Ergebnisse?!
Wenn man die Induktivität des Chassis selbst nutzt, geht es, aber die PWM-Spannung liegt voll an, nur der Strom wird "gesiebt".
Gruß

Hallo zusammen,

zunächst mal ich bin neu hier und habe mit großem Interesse
dieses Projekt beobachtet und verfolgt.
Mein Vorschlag währe es die PWM mit Hilfe eines Quarzes und
einem Integrierer auf zu bauen. Das hätte den Vorteil das
die PWM sehr stabil ist. Natürlich müsste man eine Quartzfrequenz wählen die nicht zu hoch ist z.B. 1Mhz und
dann runterteilen z.B. mit einem Zähler.
Den Rest dann wie gewohnt über einen Komparator.
Als Gate Treiber würde ich IC's von Mircel empfehlen.
z.B. MIC4451 oder ähnlich, die können echt hohe Ströme.

Es würde mich interessieren was Ihr für OP's in eurem
PWM Generator einsetzt habe einige Tests und Simulationen gemacht, die jedoch alle nicht zufrieden stellende Ergebnisse
lieferten.

Bei dem Ausgangsfilter kann man übrigens die Lautsprecher Impedanz mit benutzen und erhält so einfachere Filterlösungen.

Bin gespannt wie es weiter geht mit diesem Projekt wenn ich Zeit habe fange ich auch an mit zu bauen.

MFG
SoundMTB

Hallo zusammen,

habe da noch einen LINK zum Download von infos über
PWM und den Ausgangsfilter.
Ist ganz Interessant.

[/url]http://members.chello.at/mikejuen/ClassD/PWM.pdf

[url]http://members.chello.at/mikejuen/ClassD/OUTPUT%20FILTER.pdf

Hi,
habe die Sörensen-Schaltung aufgebaut und zunächst mit +/-15V getestet. Siehe
http://www.ibtk.de/project/class_d/2004classd_entwicklungsbeschreibung.pdf
Inzwischen ist der wesentliche Fehler behoben, die Gegenkopplung greift vor dem Filter ab, ich hatte versehentlich nach dem Ausgangsfilter abgegriffen. Den RC-Glieder für die Totzeiteinstellung sollten Komparatoren mit Schaltpunkt in Vcc/2 folgen (z.B. behelfsweise HC14/AC14, nicht HCT/ACT!), weil sonst die Zeiten asymmetrisch werden.
Die Treiberprobleme bestehen weiterhin. Gründe sind wohl die Millerkapazität hauptsächlich des (oberen) p-FET und das ringing in der Totzeitphase, wenn beide FETs ausgeschaltet sein sollen. Der p-FET wird beim Einschalten des n-FET durch die Miller-Kapazität (über welchem die Spannung nicht springen kann) aufgerissen. Die Gate-Source-Spannung des p-FET ergibt sich dynamisch (bei großen dU/dt) also im Wesentlichen aus seiner Drain-Source-Spannung und aus dem Verhältnis Cgs/Cgd.
Das hat wahrscheinlich auch die FETs gehimmelt, als ich auf +/-25 Volt erhöhte und mit Leistung fuhr. Dabei wurden die FETs extrem heiß.
Leerlaufverlustleistung der gesamten Schaltung bei +/-15V ca. 2,5W, Leerlauffrequenz ca. 620kHz.
Ein leichtes Grundrauschen zeugt von nicht gerade perfekter Stabilität (Jitter?) der Schaltfrequenz.

Für gemäßigte Anforderungen kann man sich evtl. mit diesem Prinzip zufriedengeben. Für High-End-Class-Ds sollte man sich mal Folgendes anschauen, allerdings hier auf 200Wrms (schon als Brücke) begrenzt:
http://www.mueta.com/App_sheet_DL.pdf
http://www.mueta.com/Whitepaper.pdf
http://www.mueta.com/AES.pdf
Ich wäre sehr an einer genaueren Beschreibung des Gegenkopplungsprinzips, möglichst mit Dimensionierung interessiert.
Gruß, tiki