Frage zu Abgriff der Zwischenfrequenz

Hallo!

nun, zunächst mal: ist Dir bekannt, dass in so einem Röhrenradio sehr hohe, lebensgefährliche Spannungen anliegen?
Wenn Dir der Umgang mit hohen Spannungen nicht geläufig ist, dürfte Dein Vorhaben gefährlich sein für Dich!
Nach dem Einschalten liegen an vielen Punkten im Gerät ca. 400V an! Im Betrieb immer noch 200V - 300V.
300V und 400V können tödlich sein!

An dem gekennzeichneten Punkt wird die verzögerte Regelspannung für die ZF-Röhren gewonnen. Es liegt zwar auch ZF an, aber ob das Signal ausreichend ist, kann ich nicht sagen.
Generell ist so ein Gerät recht hochohmig aufgebaut, das heißt, dass eigentlich jegliches angeschlossenes Zusatzgerät die Eigenschaften deutlich beeinflussen wird.
Überall, wo Signal anliegt, sind die Innenwiderstände im Bereich von 100k, also recht hoch.

Ich nehme an, du hast da eine Art Decoder, der das DRM Signal dann decodieren soll, oder?
Was hat der denn für einen Eingang? Welche Eingangsimpedanz?


Gruß
Bernhard

Hallo Bernhard!

Du brauchst dir keine Sorgen zu machen, in Sachen Röhren habe ich schon diverses gebaut und repariert, bin aber trotzdem eher ein Bastler als ein Profi. Den Abgriff der ZF habe ich mittlerweile an der Anode der Heptode von der ECH11 über einen Koppelkondensator von 47nf angeschlossen. Dafür habe ich nun festgestellt, dass meine Mischerplatine wohl erst geprüft und abgeglichen werden müsste. Im originalen Plan wird von 455khz ausgegangen, und in meinem Emud 179W sind es ja 468khz.

Ich habe auch schon festgestellt, dass meine Schaltung den Ausgang der Röhre belastet, und könnte mir eine Röhre als Wandler mit Verstärkung =1 zur Entlastung der ECH11 evtl. vorstellen.

Hier gibt es den von mir ausgewählten Bauplan:

http://www.dl5mgd.de/drmmischer/drmmischer.htm

Decodiert wird mittels PC. Ob es möglich ist, das z.B. in einen PIC Prozessor zu verfrachten, um die gesamte Schaltung im Radio verschwinden zu lassen?

Gruß

Carlo_M

Hallo Carlo,

den Koppelkondensator möglichst klein, ca 10 pF(400V) machen, um die Verstimmung des ZF Verstärkers gering zu halten.
An den Koppel-C würde ich ein modernes (Miniatur)Einkreis-Filter mit Ankoppelwicklung anschließen und die Ankoppelwicklung mit dem DRM-Teil verbinden.
Dann hat man auch eine galvanische Trennung vom Radio.
Den Koppel-C mit Bandfilter im Radio plazieren und kurze Verbindungen verwenden.
Der ursprünglich vorgesehene Anschlußpunkt müßte so auch funktionieren.

MfG Volker

Hallo Volker,

danke für die Hinweise. Aufgrund der Werte auf der Mischerplatine hatte ich im Radio, wie schon geschrieben, nun schon einen Kondensator mit 47nf eingelötet. Wenn ich einen mit 10nf in Reihe schalte geht allerdings nichts mehr mit den Frequenzen im PC in der Software - kann das daran liegen, dass der kleinere Kondensator mir schon die Frequenzen beschneidet?

Bandfilter: wie erkenne ich, ob dieser aus einer Bastelkiste für meine Zwecke passt?

Versuche mit der Platine brachten mich übrigens kein einziges mal in den Genuss eines DRM Empfanges. Normales AM Radio kann ich jedoch sehr gut mit der Software hören. Das Signal für DRM ist nicht sauber, und hat einen Verlauf mit Aussetzern.

Gruß

Carlo_M

Hallo,

danke für die Hinweise. Aufgrund der Werte auf der Mischerplatine hatte ich im Radio, wie schon geschrieben, nun schon einen Kondensator mit 47nf eingelötet. Wenn ich einen mit 10nf in Reihe schalte geht allerdings nichts mehr mit den Frequenzen im PC in der Software - kann das daran liegen, dass der kleinere Kondensator mir schon die Frequenzen beschneidet?

Ja, das kann sein. Am Eingang deiner Platine liegt ja das 5k Poti. D.h. der Eingangswiderstand liegt bei 5k.
Zusammen mit 10nF ergibt das eine recht hohe untere Grenzfrequenz! (hab grad keinen Taschenrechner zur Hand, aber Tau ist 5µs!!)

E130L meinte übrigens 10pF und nicht 10nF!
Du siehst, wir haben hier ein massives Anpassungsproblem.
Deine Schaltung liegt bei 5k Eingangsimpedanz, der Röhrenempfänger hat überall Quellimpedanzen von 100k bis 1Mohm.

Gruß
Bernhard

Hallo,

was würde denn passieren, wenn ich das Poti gegen ein hochohmigeres tausche? Mir kamen die 5kOhm auch schon etwas niedrig vor... vielleicht probier ich es einfach mal. Ansonsten fällt mir da nur eine Zwischenstufe ein, wie schon zu Anfang geschildert. Auch wenn das nicht hierher passt: vielleicht nehme ich dann doch einen Transistor (um den Aufwand niedrig zu halten)!

Hallo,

die Idee ist richtig, aber der Widerstand vom Poti muß auch zum Eingangswiderstand des NE602 passen.
Ich hab mal ins Datenblatt geschaut.
Dort steht, dass der äquivalente AC-Eingangswiderstand 1.5kOhm ist.
Das Poti ist also dafür richtig dimensioniert.

Dir wird tatsächlich nichts anderes als eine Pufferstufe als Impedanzwandler übrig bleiben!

Gruß
Bernhard

Hallo,

vielleicht doch eine EF80 o.ä. mit Kathodenausgang? Schön in ein Holzgehäuse, damit es nicht neben meinem Röhrengerät auffällt... Am liebsten hätte ich den gesamten Mischer mit einer Röhre (ECH11, ECH81 oder so)und einem Resonator mit 455khz aufgebaut, aber mir fehlt noch das Wissen für Spulen, Schwingkreise und Frequenzen. Da ich Frequenzen nicht messen kann, kann ich mich auch nicht expermentierend in die richtige Richtung bewegen. Interessiert mich schon brennend!

Gruß

Carlo

Hallo Carlo,

der Kathoden-Ausgang klingt gut, geht in die richtige Richtung.
Also abgreifen an dem anfangs erwähnten Punkt, mit einem kleinen C zum Gitter der EF80 koppeln.
Das Signal an der Kathode ist dann schon mal niederohmiger, und vermutlich passend für deinen DRM-Decoder.

Hast du eine geeignete Schaltung parat/im Kopf?

Gruß
Bernhard

Solange du nicht mindestens über einen Oszi verfügst, wird das ganze ein Stochern im Nebel. Einfacher geht es mit einem OP-Versärker, der stark gegengekoppelt ist, damit kommst du ganz leich auf den benötigten hohen Innenwiderstand, den kannst du dann auch leicht auf deiner Mischer-Platine unterbringen. Die ZF noch weiter zu filtern ist ja überflüssig.

Hallo,

im Prinzip hast du recht Ingor.
Aber (bezugnehmend auf den OP) da muß dann schon noch etwas Schutzschaltung spendieren.
Immerhin liegt ja ein OP Eingang dann mehr oder weniger über einen C an recht hoher Spannung.

Gruß
Bernhard

Das ist sicher keine schlechte Idee. Wie wäre es an dieser Stelle mit einer Suppressordiode 5V oder 1 Volt vor dem Eingang des OP-Amp. Dann ist das Problem schon behoben. Die Parrallelkapazität kann man bei 460 kHz sicher vernachlässigen.

Hallo,

die Sache mit dem OPV hat doch den Haken, dass ich mit einer virtuellen Masse und somit positiver und negativer Versorgungsspannung arbeiten muss, oder? Ich glaube ich nehme wirklich eine Röhre...

Ich habe einen Oszi; alt aber reicht mir. Damit hatte ich auch die Mischerschaltung auf Funktion geprüft.

Gruß

Carlo

Mit dem Oszi kannst du ja auch die Frequnenz messen. Die Schaltung mit Röhre aufzubauen dürfte deutlich komplizierter und teurer sein, als eine Stromversorgung für den OP-Amp,den du ja problemlos mit einer Versorgungsspannung betreiben kannst. Nichts anderes ist übrigens in dem von dir eingesetzten Chip enthalten. Nur hat der OP-Amp einen auf Transistoren abgestimmten Eingang. Vom Feeling her finde ich die Röhrenlösung natürlich auch schicker. Noch schicker wäre allerdings auch den Mischer mit Röhren zu bauen.

Hallo,

in einer früheren Antwort wurde von E130L vorgeschlagen, einen Einkreisfilter mit Ankoppelungsspule zu benutzen. Verstehe ich das richtig, dass ich damit sozusagen einen Übertrager zur Impendanzwandlung eingefügt hätte? Was für eine Übersetzung? Ich melde mich nach Tests wieder :).

Klar, das ganze mit einer ECH81 aufzubauen reizt mich wirklich sehr. Vielleicht versuche ich in nächster Zeit auch da mal etwas.

Gruß

Carlo

Ist den nun der Auskopplungspunkt bestimmt? Ich hätte ihn auf die Sekundärseite des Filters gelegt und die Diodenstrecke unterbrochen. Versuche doch mal auf das Filter ein paar Wicklungen Litze aufzubringen und schau, was da raus kommt. Das Übersetzungsverhältnis muss ja bei ca. 1: 100 liegen. Dann müsste die ZF-Amplitude schon bei 22 Volt liegen, damit du 220mV rausbekommst, die du benötigst, das kann ich mir nicht vorstellen.

Servus zusammen,

ich möchte neben all den schon ausführlich besprochenen Punkten das Augenmerk noch auf etwas anderes lenken: DRM ist aufgrund seiner Konzeption ein Empfangsverfahren, welches eine synthesizerähnliche Frequenzstabilität (= Quarzstabilität) des Eingangssignals am DRM-Demodulator erwartet (die einzelnen Subträger liegen im Robustness-Mode "A" gerade mal 41.67[Hz] auseinander). Diese Frequenzstabilität dürfte vom Oszillator dieses Gerätes speziell im Kurzwellenband nicht gegeben sein - von der mangelnden Spiegelfrequenzfestigkeit (welche auch AM- oder CW-Störsignale im DRM-Kanal bedeuten kann) des Gerätes aufgrund der niedrigen ZF mal abgesehen. Die meisten DRM-Sender sind jedoch im Kurzwellenband unterwegs - hier sind Frustrationen also absehbar. Desweiteren gehen u.U. die Eigenschaften der Regelung des Gerätes auch noch in das Ergebnis ein. Wobbeln müßte man die ZF schließlich auch noch - u.a. aufgrund der QAM-Modulation ist DRM auf eine ebene ZF-Durchlaßkurve angewiesen, die für die Standard-DRM-Modi im halbwegs ebenen Teil (-3[dB]) nach allen Frequenzumsetzungen - also am 12[kHz] ZF-Ausgang - mindestens 9[kHz] breit sein muß. Last but not least ist dieses Gerät vermutlich nicht in einem Holzgehäuse untergebracht. Dies bedeutet, daß der (wahrscheinlich via Soundblaster und DREAM Software) angeschlossene PC, der das DRM-Signal dekodieren soll, dieses Radio vermutlich mit seinem digitalen Geräuschteppich mehr oder weniger zubläst - dann dürften nur noch sehr starke DRM-Sender einwandfrei zu dekodieren sein (ein abgeschirmtes Antennenkabel mit örtlich abgesetzter Antenne nützt dann auch nur noch sehr begrenzt etwas - magnetische Antennen sind hinsichtlich der EMV-Problematik hier übrigens vorzuziehen). Die verwendeten Oszillatoren in DRM-Empfängern dürfen nur ein sehr geringes Seitenbandrauschen in Trägernähe aufweisen - diese Anforderung alleine dürfte von vernünftigen und sehr gut temperaturkompensierten LC-Oszillatoren mit recht stabiler und welligkeitsarmer Versorgungsspannung allerdings hinreichend gut zu erfüllen sein.

Mein Tip für halbwegs kostengünstiges DRM mit akzeptablen Resultaten: Frequenzstabile, ältere Amateurempfänger (wie z.B. Drake) mit breiten AM-(Quarz)Filtern im Metallgehäuse mit niedriger letzter ZF (z.B. 50[KHz]) verwenden - oder gleich einen älteren, professionellen Kurzwellenempfänger (R&S, Siemens, z.B. aus der Bucht) verwenden - da ist die letzte ZF (häufig 30[kHz]) dann auch gleich niederohmig mit anständig Pegel an einer BNC-Buchse rausgeführt, so daß man nur noch einen kleinen Mischer (SA612 o.ä.) mit runtergeteiltem (und zweckmäßigerweise abgeschirmtem) Quarzoszillator benötigt, um die 12[kHz] ZF für die meisten Softwaredekoder zu erzeugen. Zusätzlich: Abgesetzte magnetische Antenne mit geschirmtem Antennenkabel sowie eine galvanische Trennung (z.B. durch einen sehr guten, breitbandigen Übertrager mit an Masse liegender Schirmwicklung) zwischen 12[kHz] ZF-Ausgang und NF-Eingang des Soundblasters (damit der Rechner nicht rückwärts über den 12[kHz]-Kanal den Empfänger mit seinen Störungen zubläst).

Ich persönlich glaube nicht, daß das hier vorgestellte Radio mit akzeptablem Aufwand zu einen vernünftigen DRM-Vorsetzer gemacht werden kann.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

schauen wir mal was dabei herauskommt. Danke für Deine Ratschläge, ich versuche es aber trotzdem weiterhin. Die Zusatzplatine ist ja auch noch für andere Empfänger verwendbar (ob nun die schon gebaute, oder eine mit Röhre).

Wie binde ich einen Keramik Resonator bzw. Quarz in die Schaltung einer üblichen ECH11/81 Mischerstufe ein? Das habe ich leider noch nicht verstanden - anstelle des sonst die Frequenz angebenden Schwingkreises. Siehe bitte die angehängte Skizze; sie basiert auf einer Schaltung von Burhard Kainka (mit Transistor anstelle der Triode, ich habe diese Schaltung hier nach meinem Wissensstand umgezeichnet; die Werte sind vermutlich nicht real brauchbar).



Gruß

Carlo

Servus Carlo,

der 4.7[nF] Kondensator an der Anode der Mischröhre (EF95) hat bei 12[kHz] ein X(C) von ca. 2.8[kOhm]. Das dürfte der Mischverstärkung nicht zuträglich sein, außerdem stellt dieser Kondensator einen frequenzabhängigen Widerstand dar - etwas, was für den 12[kHz] ZF-Frequenzgang im Hinblick auf die DRM-Demodulation nicht von Vorteil ist.

Zum Oszillator: Wenn Du einen Triodenoszillator aufbauen möchtest, kannst Du als Grundschaltung die sogenannte "Huth-Kühn"-Schaltung verwenden. Quarz (oder Keramikresonator) zwischen Gitter und Masse, parallel dazu einen Gitterableitwiderstand von ca. 100[kOhm] bis ca. 1[MOhm]. An die Anode einen auf 455[kHz] abgestimmten Parallelschwingkreis (z.B. altes 455[kHz] ZF-Filter) hängen, über dessen Spule auch die Anodenspannung zugeführt wird. Den Schwingkreis braucht es, damit man über dessen Güte mit dem einstufigen Oszillator einen halbwegs brauchbaren Oszillatorpegel am Schirmgitter der EF95 hinbekommt. Die (schaltungstechnisch nicht direkt sichtbare) Rückkopplung, die ein Oszillator zum Schwingen braucht, erfolgt in der Triode über die C(ag) Kapazität. Nur: C(ag) ist bei der EC92 (immerhin ein VHF-Rohr) mit 1.6[pF] für diese 455[kHz] Anwendung nicht gerade groß - außerdem dürfte der Keramikschwinger selbst nicht gerade kleine Kapazitäten aufweisen. Da muß also noch ein Kondensator zwischen Anode und Gitter von außen parallel geschaltet werden - irgendwas in der Gegend von 50[pF] bis 200[pF] (ausprobieren, da vom Keramikschwinger abhängig) werden da wohl notwendig sein. Nur so viel Kapazität nehmen, daß der Oszillator gerade sauber anschwingt - ein sinnlos zu großes C verschlechtert die Oszillatoreigenschaften erheblich. Der Vorteil der Huth-Kühn-Schaltung gegenüber einigen anderen Oszillatorschaltungen ist der, daß der Keramikschwinger nicht an der Anode der Röhre hängt (und damit keine großen Signalamplituden - für die er als Bauelement aus der Halbleiterära nicht gemacht ist - sieht). Das vernünftigste wäre sowieso, Du würdest eine ECC81 (das sind nichts anderes als 2 Stück EC92 in einem Glaskolben) verwenden - eine davon als Oszillator, eine davon als Puffer für den Oszillator (meinetwegen als Kathodenfolger). Dann können Änderungen der elektrischen Größen am Schirmgitteranschluß der Mischröhre (z.B. durch ein dickes Eingangssignal am Steuergitteranschluß der Mischröhre) den Oszillator nicht mehr direkt beinflussen (also ihn in seiner Frequenz und / oder Amplitude "mitziehen") - und ein stabiler Oszillator ist für DRM-Empfang sehrwichtig. Die Huth-Kühn-Schaltung ist übrigens hinsichtlich der Rauschseitenbänder des Oszillatorsignals nicht die allererste Wahl, aber: Sie ist einfach, kommt ohne angezapfte Spulen aus und schwingt in aller Regel sicher an. Der Arbeitspunkt des Oszillators muß noch durch einen passenden, mit einem Kondensator überbrückten Kathodenwiderstand eingestellt werden - das kann man rechnen (dazu muß man die Eigenschaften aller Bauteile genau kennen) - oder experimentell ermitteln - Versuch macht hier recht schnell kluch. Wenn der Oszillator schwingt, sollte er auf alle Fälle nicht mehr als ein paar einzelne [mA] an Betriebsgleichstrom ziehen. Es kann übrigens nicht schaden, zwischen Oszillatorschwingkreis (Anode EC92) und dem Schirmgitteranschluß der EF95 einen Widerstand von einigen hundert Ohm zur Vemeidung von VHF-Eigenerregung einzufügen (das gilt übrigens auch für das Steuergitter der EF95). Das Schirmgitter steht gleichspannungsmäßig näherungsweise auf dem Anodenpotential der Oszillatorröhre - die positive Halbwelle der Oszillatorspannung wird also möglicherweise über der Anodenspannung der EF95 liegen. Was das für den Mischprozeß bedeutet, muß man sich mit einem Oszilloskop ansehen - möglicherweise ist es sinnvoller, das Schirmgitter gleichspannungsmäßig von der Oszillatorröhre abzuhängen und getrennt einzustellen - mit einem Puffer mit Kathodenfolger (ECC81) bekommt man sowas gratis mit.

Zum Mischer: Das Steuergitter der EF95 würde ich (zur Vermeidung von zusätzlichen Belastungen der vorhergehenden 468[kHz] ZF-Stufen) nur über einige wenige [pF] mit einem kurzen, kapazitätsarmen Kabel anhängen (und nicht über 0.1[µF], wie bei Dir vorgesehen). Dann noch einen auf 468[kHz] abgestimmten, breiten Parallelkreis (z.B. ZF-Filter aus Ausschlachtaktionen) zwischen Steuergitter der EF95 und Masse - das gleicht die Ankoppelverluste durch den sehr kleinen Koppelkondensator etwas aus (deswegen brauchen wir auch etwas Mischverstärkung und dafür u.a. richtige Arbeitspunkte und etwas Oszillatorpegel). Die -3[dB] Bandbreite dieses gitterseitigen Parallelkreises sollte mindestens ca. 20[kHz] betragen - ist das nicht auf Anhieb zu erreichen, so ist der Gitterableitwiderstand der EF95 solange zu verkleinern, bis die Bandbreite dieses Kreises hinreichend groß ist - auch hier gilt: Versuch macht kluch.

Viel Spaß und viel Erfolg

Grüße

Herbert

Hallo Carlo,

erst mal Lob. Sieht schon alles recht zielführend aus, was Du Dir überlegst!

Gruß
Bernhard

Carlo_M schrieb:

Wie binde ich einen Keramik Resonator bzw. Quarz in die Schaltung einer üblichen ECH11/81 Mischerstufe ein?

Servus Carlo,

ich bin Dir noch eine Antwort schuldig:



DRM funktioniert wirklich besser, wenn das Oszillatorsignal "clean" ist und nicht durch den Mischer mitgezogen werden kann. Deswegen auch die Schaltung mit Oszillator und Pufferstufe, die den Mischer direkt vom Oszillator entkoppelt. Ich hab' eine ECC81 verwendet - da kannst Du ggf. ohne Schaltungsänderung auch zwei EC92 verwenden. Außerdem hab' ich auf die +100[V] Versorgungsspannung Rücksicht genommen, die ich aus Deinem Entwurf entnommen habe (warum auch immer Du mit einer so niedrigen Versorgungsspannung fahren willst). Für Spannungen in der Gegend von 100[V] wäre die ECC88 eigentlich das wesentlich bessere Rohr (Spanngitter und rauschärmer) - nur gibt's da meiner Kenntnis nach keine zwei Einzeltrioden davon. Der obige Entwurf ist ein soeben ad-hoc entstandener Theorieentwurf, der bis jetzt in exakt dieser Form noch nie in der Praxis lief - ich kenne ja einige Randbedingungen (insbesondere den Keramikresonator) überhaupt nicht. Deswegen ein paar Erläuterungen dazu:

• Die Größe von C3 und C4 hängt sehr wesentlich von den Eigenschaften des Keramikresonators "Q1" ab (den ich nicht kenne). Deswegen: Mit einen kapazitätsarmen Tastkopf an der Kathode von V1A nachmessen, ob der Oszillator schwingt - tut er das nicht, dann muß mit den Kapazitätswerten von C3 und C4 gespielt werden (und das ist dann nichts für ungeduldige Naturen).
  
• Wenn der Oszillator V1A schwingt, durch wiederholtes Ein- und Ausschalten feststellen, ob er auch sicher anschwingt - wenn nicht, müssen C3 und C4 optimiert werden.
  
• Der Oszillator ist ein Colpitts-Kathodenfolger - Vorteil: Die Belastung des frequenzbestimmenden Elementes (Q1) ist sehr gering - und damit auch das (für DRM wichtige) Seitenbandrauschen. Außerdem erhöht eine geringe Belastung des frequenzbestimmenden Bauelementes die Frequenzstabilität. Nachteil: Das frequenzbestimmende Bauelement (in unserem Fall Q1) muß eine Güte von deutlich größer 1 haben (das sollte bei Quarzen und Keramikresonatoren in jedem Fall gegeben sein) - sonst schwingt der Oszillator nie an.
  
• Die Verstärkung der Pufferstufe wird durch das Verhältnis der Widerstände R7 / R10 bestimmt. Aufgrund des gewählten Gleichspannungsarbeitspunktes dürften ca. 20[Vss] Oszillatorspannung an der Anode von V1B das absolut höchste der (halbwegs unverzerrten) Amplituden-Gefühle sein. Diese Spannung sollte allerdings am Schirmgitter einer mit 100[V] Anodenspannung betriebenen Mischer-EF95 als Oszillatorspannung auch dickstens ausreichen (auch bei sehr hohen 467[kHz] ZF-Pegeln). Sollten an der Anode von V1B hier wesentlich mehr als 20[Vss] (die Kurvenform dieser Amplitude wäre dann deutlichst unsymmetrisch und verzerrt) oder sehr viel weniger als ca. 5...10[Vss] anstehen, müßte man noch mal mit R7 und / oder R10 spielen.
  

Viel Spaß und Erfolg bei der Umsetzung Deines Projektes.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

Du hast meinen größten Respekt; vielen Dank! Nachdem Du eben den Beitrag veröffentlicht hattest, hatte ich mir vorgenommen das ganze auszudrucken, und anhand dessen eine Schaltung aufzuzeichnen. Scheint ja hiermit nicht mehr vonnöten, das ist wirklich toll. Ich würde das alles ja sehr gerne vollständig verstehen, aber soweit bin ich nicht, und werde es wohl auch nie sein.

Da der Entwurf von B.Kainka mit Transistor schon existierte, habe ich die Röhre (die in seiner Schaltung wohl funktionieren wird) einfach drin gelassen, und eine EC92 fiel mir gerade so ein. ECC81 habe ich aber auch noch welche. Was wäre denn mit der eingangs besagten Hexode/Triode?

Die 100V sind auch nicht zwingend, es dürfen auch gerne 200V sein; zur Not krame ich mein 1000V 500mA Wehrmachtssendernetzteil hervor (Scherz...das müsste nämlich noch restauriert werden).

Nebenbei drängen noch zwei andere Projekte; eines etwas mehr als das andere. Diese landen aber dann im Verstärker-Selbstbau-Thread (während des Mischeraufbaus).

Ich melde mich, sobald etwas zusammengesetzt ist. Frage noch hier zu: frei verdrahten ist hier vermutlich die bessere Wahl, wegen der kurzen Verbindungen, oder?

Grüße

Carlo M

Carlo_M schrieb:

Frage noch hier zu: frei verdrahten ist hier vermutlich die bessere Wahl, wegen der kurzen Verbindungen, oder?

Ja, Carlo, Freiverdrahtung ist hier zu bevorzugen, wegen: kurze Verbindungen und leicht zu ändern (und das wird notwendig sein - weil: Obiges ist ein Theorieentwurf, der (bis jetzt) noch nie in der Praxis funktioniert hat) - Änderungen in den Werten von einem oder mehreren Bauteilen sind deswegen mehr als wahrscheinlich.

Grüße

Herbert

Danke, Herbert - wird gemacht. Ich habe mir gleich alles ausgedruckt, fahre Mittwoch zu meinem Händler hier (oder zum grossen C.), und dann schauen wir mal weiter; ich berichte das Ergebnis. Wenn ich nicht so weiterkomme wie gehofft, würde ich Dich gerne noch mal hier fragen!

Grüße

Carlo

So, nochmals ich... es hat mich nicht einschlafen lassen; ich habe die Schaltung nach den Bemerkungen umgezeichnet, und hoffe dass ich alles richtig verstanden habe.



Dann geht´s gleich los...

Grüße

Carlo

Servus Carlo,

den 1[kOhm] Widerstand vom Schirmgitter nach +100[V] braucht's nicht, falls Du meinen Oszillatorentwurf verwenden möchtest (da stehen an der Anode der Pufferröhre ca. +70[V] an, das sollte für's Schirmgitter der EF95 so ganz ungefähr passen).

Was ich allerdings noch tun würde (das ist mir bei all meinen letzten Kommentaren durchgerutscht): Am negativen Pol des Auskoppelelkos gehört ein Widerstand von ca. 100[kOhm] nach Masse (viel niederohmiger geht leider nicht, weil sonst die Mischverstärkung sinkt). Begründung: Der Kondensator benötigt einen Strompfad, über den er sich aufladen kann. Hat er diesen Strompfad nicht, so wird er sich einen suchen - und zwar in dem Moment, in dem der Mischer mit dem Soundblaster verbunden wird. Da der (nicht geladene) Kondensator im Moment des Ansteckens der Verbindung ja einen Kurzschluß darstellt, stehen deswegen am Soundblaster kurzzeitig 100[V] an - was der Soundblaster wahrscheinlich nicht so mag.

Zum Thema der Eingangsankopplung mit dem Parallelschwingkreis und der Bemessung des Koppelkondensators sowie des Dämpfungswiderstandes für den Parallelschwingkreis müssen wir jetzt etwas weiter (leider theoretisch) ausholen (für so manche Vereinfachung bitte ich die HF-Profis unter den Lesern um Nachsicht - aber es soll ja halbwegs übersichtlich bleiben). Hierzu ist zuerst einmal die Aufgabenstellung genauer zu definieren. Was wollen wir mit der Mischerschaltung - unabhängig von den Eigenschaften des vorgeschalteten Radios - eigentlich erreichen? Wir wollen ein ZF-Signal von 467[kHz] (weil 455[kHz] + 12[kHz] nun mal 467[kHz] sind) auf eine neue ZF von 12[kHz] umsetzen. Da diese Umsetzung für die Verarbeitung von DRM-Signalen gedacht ist, benötigen wir eine -3[dB] Bandbreite von mindestens 20[kHz].

Diese -3[dB] Bandbreite von 20[kHz] muß also auch der Eingangskreis vor dem Mischer aufweisen. Bei einer ZF von 467[kHz] liegt also der untere -3[dB] Punkt "f(u)" bei 457[kHz] (467[kHz] - (20[kHz] / 2)), der obere -3[dB] Punkt "f(o)" liegt also bei 477[kHz] (467[kHz] + (20[kHz] / 2)). Hieraus läßt sich nun die erforderliche Mittenfrequenz (Resonanzfrequenz) des Eingangskreises vor dem Mischer berechnen:



Mit unseren obigen Werten erhalten wir damit eine Resonanzfrequenz des Eingangskreises von 466.9[kHz] - dies liegt sehr nahe an unserer Nominal-ZF von 467[kHz].

Als nächstes berechnen wir die für diese Bandbreite erforderliche Kreisgüte "Q":



Mit unseren Werten erhalten wir damit eine erforderliche Kreisgüte "Q" von 23.35 - das ist nicht sehr viel (Reinhöfer AM-ZF-Filter z.B. liegen bei Q > 240).

Die Reinhöfer AM-ZF-Filter sind mit einer Kreiskapazität von 150[pF] angegeben. Durch Umstellen der folgenden Formel läßt sich die für unsere Resonanzfrequenz "f(r)" von 466.9[kHz] erforderliche Induktivität berechnen:



Bei 150[pF] Kreiskapazität erhalten wir damit eine Induktivität von 774.5[µH].

Da wir jetzt die Induktivität "L" und die Kapazität "C" der Schwingkreiskomponenten sowie die für unsere 20[kHz] Bandbreite erforderliche Kreisgüte "Q" kennen, können wir nun den Resonanzwiderstand des Schwingkreises berechnen:



Für unsere Betriebsdaten ergibt sich damit ein erforderlicher Resonanzwiderstand des Parallelschwingkreises von ca. 53.0[kOhm]. Dies ist der erforderliche Resonanzwiderstand des bereits mit einem Parallelwiderstand bedämpften Schwingkreises.

Gehen wir nun (durch Berechnung aus den publizierten Reinhöfer-Filterdaten - Q > 240) nach Formel [4] von einem Resonanzwiderstand des unbedämpften Schwingkreises von ca. 545.4[kOhm] aus. Dann können wir den zur Erreichung der für unsere 20[kHz] Bandbreite erforderlichen Kreisgüte von 23.35 notwendigen Parallelwiderstand "R(p)" zum Schwingkreis wie folgt berechnen:



Damit erhalten wir für den Parallelwiderstand zum Schwingkreis einen erforderlichen Widerstandswert von 58.8[kOhm]. Der nächste Normwert aus der 5% Widerstandsreihe ist 56[kOhm], und den nehmen wir. Dieser Bedämpfungswiderstand gilt für das Reinhöfer-Filter, bei anderen Filtern mit anderen Filtergüten muß natürlich ein dazu passender Widerstandswert berechnet werden.

Dies alles setzt natürlich voraus, daß man die zur Berechnung des unbedämpften Resonanzwiderstandes erforderliche Kreisgüte "Q" des verwendeten Schwingkreises kennt - das dürfte bei Ausschlacht-ZF-Filtern in aller Regel nicht der Fall sein. In diesen Fällen kann man sich wie folgt behelfen:

• Filter zerlegen, um nachzuschauen, was da für ein Kondensator eingebaut ist - dann hat man den Kapazitätswert von "C".
  
• Die Induktivität durch Umstellen der Formel [3] berechnen - dann hat man den Wert von "L".
  
• Den ohmschen Widerstand der Induktivität möglichst genau (ggf. Vierdrahtmessung) mit einem Ohmmeter herausmessen - dann hat man den Wert von "R(L)".
  
• Den Resonanzwiderstand des unbedämpften Parallelschwingkreises mit nachfolgender Näherungsformel [6] berechnen:
  

Wenden wir uns nun dem Eingangskoppelkondensator zu. Wenn wir einen Signaldämpfung durch diesen Kondensator um den Faktor 2 (also -6[dB]; Berechnung: 6[dB] = 20 * log (2)) zulassen (6[dB] Mischverstärkung sollte die EF95 ja allemal machen), dann darf der kapazitive Blindwiderstand X(C) dieses Kondensators bei unserer Mittenfrequenz von 466.9[kHz] genauso groß sein wie die Parallelschaltung des unbedämpften Resonanzwiderstandes unseres Reinhöfer-Beispielfilters (545.4[KOhm]) sowie unseres 56[kOhm] Parallelwiderstandes - durch Umstellen der Formel [5] erhalten wir einen "Z(r)" des bedämpften Schwingkreises von ca. 50.8[kOhm]. Bei einer 6[dB]-Dämpfung des Eingangssignals darf also der Eingangskoppelkondensator bei unserer Schwingkreismittenfrequenz von 466.9[kHz] denselben kapazitiven Blindwiderstand "X(C)" von ca. 50.8[kOhm] haben. Die dazu gehörende Kapazität "C" kann mit nachfolgender Formel [7] berechnet werden:



Mit unseren bisher berechneten Werten ergibt sich für den Koppelkondensator gemäß Formel [7] ein Kapazitätswert von 6.71[pF] - wir nehmen den nächsten Normkapazitätswert von 6.8[pF]. Dies ist ein erheblich geringerer Kapazitätswert als die von Dir angesetzten 100[pF]. Viel mehr als 10[pF] sollten es in jedem Fall nicht sein, um die Belastung der Quelle so klein wie möglich zu halten - außerdem verstimmt der Koppelkondensator sowohl den Quellschwingkreis wie auch unseren Schwingkreis (bei 6.8[pF] bleibt der Verstimmungseffekt - der nicht zu vernachlässigen ist - allerdings in überschaubaren Grenzen).

Natürlich werden wir hier in der Praxis weniger als 6[dB] Dämpfung haben - schließlich haben wir ja noch die Spannungsüberhöhung auf der Resonanzfrequenz des Schwingkreises. Sowas ist mit allen Abhängigkeiten zur "Außenrumschaltung" allerdings schwierig "zu Fuß" zu rechnen, hier bietet sich die Simulation an - und genau das habe ich getan. Simuliert wurde folgende Schaltung:

• Signalquelle mit 27[kOhm] Innenwiderstand (Annahme für Deinen vorhandenen Radio) gewobbelt von 400[kHz] bis 500[kHz].
  
• Koppelkondensator 6.8[pF], außerdem wurde dieser Koppelkondensator zur Bestimmung der Verstimmungseffekte noch im Wert reduziert (siehe Ergebnisse weiter unten).
  
• Kapazität im Parallelschwingkreis: 150[pF].
  
• Induktivität im Parallelschwingkreis: 774.5[µH], außerdem wurde hier noch ein ohmscher Widerstand der Spule von 1[Ohm] mit in die Simulation aufgenommen.
  
• Parallelwiderstand zum Schwingkreis: 56[kOhm].
  

Zunächst wurde die Dämpfung (Verhältnis von Schwingkreisspannung zu Generatorspannung) durch den Koppelkondensator bei 466.9[kHz] bestimmt. Bei 6.8[pF] betrug diese Dämpfung 3.9[dB] - für eine Dämpfung von ca. 6[dB] muß der Koppelkondensator auf 4.7[pF] reduziert werden.

Dann wurde der verstimmende Einfluß des Koppelkondensators auf die Resonanzfrequenz des Schwingkreises bei verschiedenen Kapazitätswerten des Koppelkondensators untersucht - die Ergebnisse:

• Koppel-C = 0.5[pF]: Resonanzfrequenz = 466.3[kHz].
  
• Koppel-C = 1.0[pF]: Resonanzfrequenz = 465.6[kHz].
  
• Koppel-C = 2.2[pF]: Resonanzfrequenz = 464.0[kHz].
  
• Koppel-C = 3.3[pF]: Resonanzfrequenz = 462.4[kHz].
  
• Koppel-C = 4.7[pF]: Resonanzfrequenz = 460.9[kHz].
  
• Koppel-C = 6.8[pF]: Resonanzfrequenz = 459.0[kHz].
  

Der verstimmende Einfluß des Koppelkondensators ist also durchaus sichtbar. Für die Auswahl des Kondensatortyps dieses Koppelkondensators heißt das, daß er sehr temperaturstabil sein muß (TK also nahe null) - keramische Kondensatoren des Typs NP0 oder COG sollten es hier also schon sein.

Zu guter Letzt wurden noch die -3[dB] Grenzen des Schwingkreises bei Ankopplung mit einem 6.8[pF] Kondensator (Mittenfrequenz also 459.0[kHz]) untersucht - Ergebnis: f(u) = 446[kHz] (also -13[kHz]), f(o) = 473[kHz] (also +14[kHz]). Die Durchlaßkurve ist also recht symmetrisch und die -3[dB] Gesamtbandbreite von 27[kHz] paßt recht gut zu dem, was anhand obiger Rechnungen mit dem abgerundeten 56[kOhm] Widerstand zu erwarten ist (die 20[kHz] Bandbreite wird ja rechnerisch mit einem 58.8[kOhm] Widerstand erreicht).

Fazit zum Koppelkondensator: Angesichts von durch die EF95 vorhandener Mischverstärkung würde ich den Koppelkondensator sogar noch kleiner machen (4.7[pF] oder 3.3[pF]), um die Belastung des vorgeschalteten Radios weiter zu reduzieren und den verstimmenden Einfluß des Koppelkondensators zu verkleinern. Ich schrieb's ja schon in Beitrag #20 (da allerdings aus dem Erfahrungs-Bauchgefühl heraus):

pragmatiker schrieb:

Zum Mischer: Das Steuergitter der EF95 würde ich (zur Vermeidung von zusätzlichen Belastungen der vorhergehenden 468[kHz] ZF-Stufen) nur über einige wenige [pF] mit einem kurzen, kapazitätsarmen Kabel anhängen

Ganz zum Schluß wenden wir uns nochmal kurz dem ZF-Ausgang des Mischers zu: Hier stehen zwei Signalfrequenzbereiche mit gleichem (!) Pegel an: nämlich das Nutzsignal, also die 12[kHz] ZF (467[kHz] - 455[kHz]) und das zweite Seitenband als Störsignal bei 922[kHz] (467[kHz] + 455[kHz]). Keine Ahnung, was der Soundblaster an wirklich wirksamen Tiefpaßfiltern am Eingang sitzen hat - aber: Guter Stil wäre es schon, die 922[kHz] aus dem ZF-Signal auszufiltern. Dafür war (vermutlich) in der Originalschaltung der - aus meiner Sicht etwas hemdsärmlig dimensionierte - 4.7[nF] Kondensator da. Vernünftigerweise hängt man da einen L/C-Tiefpaß (Seriendrossel und Parallelkondensator) in den Ausgang - falls hier Dimensionierungshilfe gewünscht ist, bitte melden.

Alle obigen Formeln stellen die generelle Form dieser Formeln dar - gehen also von den jeweiligen Basiseinheiten ([Ohm], Farad [F], Henry [H] und Hertz [Hz]) aus - die Kreisgüte "Q" ist eine dimensionslose Größe. Die Umsetzung auf die jeweiligen Anwendungseinheiten (also z.B. [pF], [kOhm], [kHz], [µH]) mußt Du also durch passende Multiplikationen und Divisonen selbst vornehmen.

Das Thema EMV darf man bei diesem Nachsetzer auch nicht ganz vergessen - auch wenn heute praktisch niemand mehr AM-Radio hört (weswegen ZF-Durschlagstörungen in fremden Radios eher nicht zu befürchten sind) und meiner Kenntnis nach im Bereich von 440[kHz] bis 480[kHz] heutzutage auch keine See- und Flugfunkfeuer mehr in Betrieb sind: Wir haben es mit Oszillatoramplituden in der Gegend von 5[Vss] bis 10[Vss] auf einem knappen halben Megahertz zu tun. Das heißt, daß dieser Aufbau in ein abschirmendes Gehäuse gehört und daß auch die 12[kHz] ZF-Leitung (speziell vor dem Hintergrund der 922[kHz] Thematik) abgeschirmt sein muß.

Obige Ausführungen dienen dazu, den Nachsetzer Deines Radios DRM-tauglich zu bekommen. Trotzdem wirst Du wahrscheinlich nicht drum herum kommen, die ZF-Durchlaßkurve Deines Radios zu wobbeln und ggf. nachzugleichen - mit den üblichen DRM-Standard-Betriebsmodi sind nun einmal 9...10[kHz] Bandbreite notwendig.

Viel Spaß und viel Erfolg wünscht

Herbert

Hallo Herbert!

Jetzt kann ich mir den Thread neu ausdrucken, es sieht alles so ganz anders aus wie gestern Abend :).

Mit dem geschenkten Röhrenprüfer von gestern habe ich mich auf die Suche nach den Röhren gemacht; ECC81 waren etliche da, eine besonders gute (laut Anzeige über 95%) liegt beim Teilestapel; aber die Suche nach einer EF95 war leider vollkommen erfolglos (EF93,und 1x, EF 80/85/89 wären genug da). Wäre ein grosses Problem, die Schaltung auf eine dieser Röhren anzupassen?

Den antiken Vorgänger der EF95, die RV12P2000, habe ich aber zur Genüge. Würde das damit auch gehen, oder soll ich lieber morgen weiter nach EF95 suchen?

Nachtrag: ich habe mir Deinen Text eben im Bett durchgelesen, und werde morgen früh die kleineren Kondensatoren besorgen (und den aktuellen Röhrenradiobausatz bei C.). Ich befürchte wohl ein Problem dabei: gibt es im normalen Handel überhaupt noch Keramikkondensatoren in der von mir benötigten Spannungslage? Ich muss auf jeden Fall den im Radio eingebauten, großen ausbauen, oder?

Ausgangsfilter: ja, da bitte ich beizeiten dann ebefalls um Hilfe. Vorher wird aber erst mal gebaut; da keine Platine da ist, sind Änderungen ja relativ leicht durchzuführen.

Danke.

Gruß

Carlo

Servus Carlo,

die RV12P2000 ist ein historisches Rohr und sollte auch in historische Geräte rein - die verwenden wir besser nicht für Basteleien. Die EF93 ist eine Röhre mit Regelkennlinie - das
bedeutet generell mal höhere Verzerrungen. Da wir es hier aber mit recht geringen Eingangspegeln zu tun haben (und wir die Mischverstärkung ggf. auch noch durch den Arbeitspunkt einstellen können) sollten wir kaum Ausgangspegel über ca. 1...2[Veff] zusammenbringen - mehr wäre für den Soundblaster auch nicht gut. Und bei diesem Ausgangspegel beträgt der Klirrfaktor bei voll zugeregelter Röhre (Verstärkung als reiner NF-Verstärker ca. 20[dB]) laut Datenblatt ca. 2.5% - das sollte noch tolerierbar sein. Also probieren's wir mal mit der EF93.

Zu den Kondensatoren: Folienkondensatoren gibt's in jedem Fall noch in der Spannungslage, und für die kleinen, frequenzbestimmenden Kondensatoren nimmt man entweder stabile keramische Kondensatoren (da mag's heutzutage mit der Spannungsfestigkeit allerdings tatsächlich ein Problem geben). Eine völlig adäquate Alternative bei den Frequenzen, mit denen wir es hier zu tun haben, sind Polypropylenkondensatoren (früher auch unter der Handelsbezeichnung "Styroflex" bekannt). Die sollte es mit mindestens 160[V] Spannungsfestigkeit geben - bei 100[V] Betriebsspannung und den Pegeln, mit denen wir es hier zu tun haben, reicht das dicke aus.

Beim Koppelkondensator (6.8[pF] oder kleiner) kann es allerdings ruhig ein keramischer Kondensator kleiner Spannungsfestigkeit sein (sofern das linke Ende nicht an der Anode einer ZF-Röhre des Vorsatzradios hängt), da wir es an dieser Stelle nicht mit hohen Spannungen zu tun haben.

Kauf bitte bei allen Bauteilen nicht nur die Werte, die im Schaltbild stehen, sondern auch "Sortimente" mit Werten, daß Du alles bis zum Faktor 10 größer und den Faktor 10 kleiner zur Hand hast. Das kostet nicht die Welt und spart Zeit bei der Inbetriebnahme, weil wir speziell an drei Punkten "basteln" - also mit den Bauteilewerten "spielen" - werden müssen:

• C3 und C4 des Colpitts-Oszillators, damit der sicher anschwingt und ein unverzerrtes Ausgangssignal akzeptabler Amplitude abliefert (das hängt wesentlich von den - völlig unbekannten - Eigenschaften des Keramikschwingers ab).
  
• Je nach Oszillatorpegel und Steuerspannungsbedarf der Mischröhre (EF93) am Schirmgitter die Verstärkung der Pufferstufe.
  
• Die Höhe der Gleichspannung am Schirmgitter der Mischröhre (EF93), da diese das Verhalten des Mischers bestimmt. Wenn's ganz dick kommt, kann das auch heißen, daß wir die Anode der Pufferstufe zum Schirmgitter der Mischröhre über einen Kondensator ankoppeln müssen, um die Arbeitspunkte von Pufferstufe und Mischröhre getrennt einstellen zu können.
  

Grüße

Herbert

Hallo ihr beiden,

ich verfolge Eure Diskussion und Deine Ausführungen, Herbert, mit großen Interesse!
Nur eine kleine Anmerkung:

Polypropylenkondensatoren (früher auch unter der Handelsbezeichnung "Styroflex" bekannt)

Meines Wissens Styroflex Kondensatoren Polystyrol als Dielektrikum. Diese gibt es heute eigentlich gar nicht mehr zu kaufen.
Die Reihenfolge bekannter Kunsttstoffdielektrika:

- Polystyrol ("Styroflex")
- Polypropylen ("MKP", "FKP", "KP")
- Polycarbonat ("MKC", "FKC") (seltener verwendet)
- Polyester ("MKT", "KT").

von oben nach unten wird der tan delta immer schlechter, dafür die Temperaturbeständigkeit immer besser, und auch das epsilon höher (d.h. man kann mehr Kapazität bei gleichem Volumen rausholen).
Polystrol kaum über 70°, Polyprop. bis 85°, Polyester bis 105°, in der Polyethylen(ter)aphtalat-Version bis über 125°.

Gruß
Bernhard

PS: das sind schöne Threads, da liest man gerne mit!

Servus Bernhard,

natürlich hast Du recht - es muß Polystyrol für Styroflex heißen ("styro" steckt ja schon in beiden Bezeichnungen drin). Polystyrol hatte ich auch im Hirn - warum ich Polypropylen hingeschrieben habe? Keine Ahnung - vielleicht das Alter? Jedenfalls herzlichen Dank für die aufmerksame Korrektur.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert, hallo an alle anderen interessierten und Helfer,

bevor ich Richtung Köln zum C. fahre, anbei ein erstes Foto des Gehäuses (die Teile dazwischen gehören nicht alle zum Mischer!). Ein externes Netzteil muss ich mir für den Versuchsaufbau auch noch erstellen; ich erwäge das ganze zum Schluss in einem alten Steckernetzteil mit Trafo und falschherum benutzem Zweitttrafo zur Aufwärtswandlung für die Anodenspannung der Spannung des Ersttrafos zu verwenden, und die ganze Siebung und Glättung in dieses Gehäuse zu verfrachten.



Gruß

Carlo

Servus Carlo,

die Spannungsversorgung würde ich bei diesem Projekt ziemlich "pragmatisch" aufziehen: Netztrafo mit 12[V] Sekundärwicklung (da gibt's ja alles mögliche vom Halogen- bis zum Surplustrafo) und daran die Heizer der ECC81 und der EF93 in Serie legen (beides 6.3[V] 300[mA] Heizer). Diese 12[Veff] des Trafos sind ca. 17[Vs] Spitze - mit einem Versechsfacher (Villardschaltung - siehe hier: http://www.elektroniktutor.de/analog/vervielf.html ) kommt man dann etwa auf die +100[V] Betriebsspannung - viel Strom brauchen wir auf der 100[V] Seite ja nicht - 20[mA] dürften bereits mehr als ausreichend sein. Für den Vervielfacher brauchst du sechs Wald- und Wiesendioden 1N4007 sowie 6 Elkos (ca. 470[µF] / 63[V]) - das ist kostenmäßig alles überschaubar. Wenn Du den Trafo leistungsmäßig etwas größer auslegst (sollte bei Halogentrafos oder ähnlichem ja kein Problem sein), dann stellt sich auf der Sekundärwicklung auch eine etwas höhere Spannung ein (gehen wir mal von 12.6[V] aus) - das stimmt dann für die Röhrenheizung recht gut und die Leerlaufspannung der Anodenspannung beträgt dann: (12.6[V] * sqr(2) * 6) - (6 * 0.7[V]), also ca. 102.7[V] - die wird dann bei Belastung etwas zusammenbrechen und bei unserem Laststrom von ca. 20[mA] vermutlich ziemlich genau bei 100[V] rauskommen. Der Trafo sollte dafür aber mindestens den 12-fachen Laststrom können - also 240[mA]. Die Röhrenheizung braucht auch noch 300[mA] - also sind wir bei insgesamt 540[mA]. Mit einem vierfachen Sicherheitszuschlag (wegen der gewünschten Niederohmigkeit für den Vervielfacher) kommen wir also mit einem 25[VA] Trafo gut hin. Die Elkos für den Vervielfacher müssen übrigens keine höhere Spannungsfestigkeit als diese 63[V] haben, weil jeder Elko nur eine Teilspannung des Vervielfachers sieht. Wenn Du aus Sicherheitsgründen eine höhere Spannungsfestigkeit einbauen möchtest, schadet das natürlich nicht. Warum der große Kapazitätswert von 470[µF]? Nun, die effektiv wirksame Kapazität für die Siebung ist 470[µF] / 6, also ca. 78[µF] - und damit erhalten wir bei 50[Hz] Ripplefrequenz (es handelt sich ja um eine Einpulsschaltung) und 20[mA] Laststrom bei praxisüblichem Stromflußwinkel (d.h. vernünftig dimensioniertem Netztrafo) nach folgender Faustformel:



bei 78[µF] effektiv wirksamer Ladekapazität und 20[mA] Laststrom eine Brummspannung von ca. 2[Vss] - das sind bei unseren 100[V] ca. 2%. Viel mehr sollten es nicht sein - wir wollen ja nicht, daß unser Mischer auch noch eine Brummmodulation durchführt, oder?

Grüße

Herbert

Hallo Herbert!

Toll, wie Du das immer so erklären kannst. Das mit der Spannungsvervielfachung habe ich zwar mal irgendwann ausprobiert, hier in diesem Fall aber wieder vergessen (das alles bleibt bei mir wohl nicht so im Kopf, wenn man es nicht beruflich gebraucht hat, und auch nur selten benötigt).

Angestachelt durch den Wunsch ein Frequenzmessgerät zu besitzen, grabbelte ich eben in der Rückläuferecke - und habe nun einen (laut Karton) Wobbler mit Frequenzzähler erworben, der sich zumindest schonmal einschalten lässt, und diverse eingestellte Frequenzen anzeigt. Jetzt muss ich bloss noch rausbekommen, wie man damit in Bezug zum Radio umgeht (das aber später).

Eingangskeramikkondensatoren in den angegebenen Größen habe ich in 500V erhalten, das dürfte reichen.

Gruß

Carlo

Hallo Herbert, hallo an alle anderen,

heute Nachmittag hat es zeitlich geklappt, ich konnte mit dem Aufbau loslegen. Blöderweise fehlte ein Widerstand, aber in der Grabbelskiste fanden sich welche zum paralell schalten. Die Anodenspannung habe ich mangels Hochvoltnetzteil(-bau) mit externem Kram (Labornetzgeräte und 12V Akkus) auf 73V bekommen, für einen ersten Testlauf reichte es! Das Oszi zeigt mir schön nach ein paar Sekunden Anheizzeit die Frequenzkurve an, das Frequenzmessgerät belastet (dämpft?) leider den Schwingkreis, ich habe schon 100kOhm davor geklemmt. Die Spannungsmesswerte passen so leider überhaupt nicht, die Anodenströme habe ich auch noch nicht gemessen; folgt, sobald ein Netzteil verfügbar ist.









Gruß

Carlo

P.S.: ja, ich weiss, ich muss den Basteltisch mal wieder aufräumen...

...kleiner Nachtrag mit zwei Bildern, leider verwackelt. Einmal das Oszisignal des Differenzsignals (13khz),



das zweite Foto zeigt das 455khz Signal am Ausgang des Mischers.



Auf meinem Oszi sieht dieses Signal ziemlich verwaschen aus, ich hoffe daß es nachher, wenn alles ordentlich zusammen gebaut ist (und die Werte stimmen) sauberer aussieht.

Gruß

Carlo

Servus Carlo,

Deine Bilder oben brauchen noch ein paar Erklärungen - allerdings: laß Dir Zeit - es pressiert überhaupt nichts (das können auch Wochen oder Monate sein), gelassenen und besonnenes Arbeiten geht hier über alles. Ich werde das Röhren-Teil vermutlich parallel hochziehen, (allerdings mit anderer Empfänger ZF - nämlich 30[kHz], wollte ich ursprünglich mit Halbleitern (SA612 Mischer, liegen schon hier) machen, aber so hilft's vielleicht auch Dir weiter), weil ich auch so einen DRM-Nachsezer für einen professionellen KW-Meßempfänger benötige. Insofern hoffe ich, Dir auch bei dem einen oder anderen praktischen Problem helfen zu können. Ich werd' meine Erkenntnisse auf alle Fällen passend dokumentieren.

Erkenntnisse bis jetzt: Um zu der Oszillatorschaltung Aussagen zu gewinnen, hab' ich mal in der Quarzschachtel gewühlt. Da fand sich auch ein 400[kHz] Quarz im HC-6U Halter (der wäre frequenzmäßig nahe genug an Deinen Keramikresonator dran) - den habe ich mal mit dem Netzwerkanalysator versucht zu untersuchen. Das Ergebnis war unbrauchbar. Auch ein Test mit dem Quarztester ergab keine Schwingfähigkeit. Hier muß ich also noch ein bißchen Arbeit leisten (Quarze unter 1[MHz] sind da nicht ganz unkritisch).

Ich habe mich daraufhin lesenderweise ein bißchen mit Keramikresonatoren (bzw. Keramikfiltern) beschäftigt (solche Dinger hab' ich hier allerdings nicht rumliegen) - mir fehlen hier (da mir diese Teile beruflich nie über den Weg gelaufen sind - ich hab' immer nur professionelle Elektronik und nie Unterhaltungselektronik gemacht), schlicht die praktischen Erfahrungen. Was zu lesen ist: Die Durchgangsdämpfungen für diese Teile auf der Betriebsrequenz sind zum Teil durchaus erheblich - das ist sicher kein Spaziergang, die in einer Colpitts-Oszillatorschaltung wie skizziert zum Anschwingen zu bringen.

Der wesentliche Kram (außer dem Eingangskreis und dem Oszillatorschwinger (das wird bei mir vermutlich ein LC-Kreis mit 42[kHz] werden)), also z.B. ECC81 (bzw. NOS 12AT7WA) , EF93 (bzw. NOS 6BA6) usw., liegt hier bereits - jetzt geht die Suche nach einer passenden Verpackung (sprich: Gehäuse) los.

Also, nochmals: Keine Eile - auch bei mir baut sich sowas nicht in ein paar Stunden auf.

Grüße

Herbert

Guten Abend Herbert,

den von Dir beschriebenen Testlauf des stabilen Anschwingens habe ich vorhin bestimmt 20x gemacht, sowohl über abgeklemmte Anodenspannung als auch neu aufgeheizte Röhren - so manches normale Kraftfahrzeug hat da mehr Probleme mit dem Start; ich sehe hier keinen weiteren Verbesserungsbedarf.

Was möchtest Du über die Bilder bzw. dem Umfeld wissen? Ich trage mal alles soweit zusammen:

-Heizung wie vorgeschlagen beide Röhren in Reihe auf 12,6V, EF95 Heizfadenanschluß 2 wie laut Datenblatt von Lorenz vorsichtshalber auf gemeinsame Masse mit dem Rest der Schaltung gelegt.

-Anodenspannung momentan 73V

-das erste Bild mit Oszi zeigt die Schwingkurve der ersten ECC81 Triode, direkt am Gitter (hinter dem 100 Ohm Widerstand, Pin7) abgegriffen.Die Frequenz brach etwas ein, sobald das Frequenzmessgerät dran hing.

-beim ersten Bild des zweiten Posts habe ich das Differenzsignal geknipst, welches durch Einspeisung der 468khz durch den Frequenzmodulator (wo normal dieselbe Frequenz vom Radio rein kommt) entsteht (ca.468khz-ca.455khz= ungefähr 12khz); das Signal ist am 12khz Ausgang der Schaltung und der EF95 abgegriffen.

-beim letzten Bild ist nur das nackte 455khz Signal zu sehen (ohne externe Zuführung) - dieses ist irgendwie ganz verwaschen.

Wenn ich weiteres messen oder beschreiben soll, kannst Du gerne fragen. Noch steht alles testfähig ausgebreitet auf dem Basteltisch. Ich suche schon mal den passenden Trafo für das zu bauende Netzteil.

NACHTRAG: wäre es nicht für Interessierte sinnvoll, die Überschrift passend zum nun entstandenen Thread zu gestalten, um diese hierauf aufmerksam zu machen? "Der DRM-Röhrenmischer-Thread" oder so ähnlich.

Gruß

Carlo

Servus Carlo,

73[V] Anodenspannung sind bei diesen Röhren wenig - in diesem Spannungsregionen kommt's beinahe auf jede 10[V] an. Du hast was von einer EF95 geschrieben - hast Du jetzt doch eine EF95 anstelle einer (von Dir ursprünglich erwähnten, weil in Stückzahlen vorhandenen) EF93 im Einsatz?

Zu Deinen Messungen: Am Gitter von Röhren kannst Du bei diesen Schaltungen nicht messen - da geht Dir aufgrund der kapazitiven Belastung die Schaltung buchstäblich in die "Knie".

Daß am Mischerausgang die 455[kHz] Oszllatorsignal mit auftauchen, ist nicht schön - aber auch nicht verwunderlich. Schließlich haben wir es hier nicht mit einem symmetrischen Mischer ("balancded") zu tun, der von Haus aus aufgrund seines Schaltungskonzeptes für eine gute Oszillatorunterdrückung sorgen würde. Also müssen wir sowohl die Oszillatorfrequenz (455[kHz]) wie auch das unerwünschte Seitenband (922[kHz]) durch geeignete Selektionsmittel aussieben - und das Mittel der Wahl ist hier bei unserer Anwendung der Tiefpaß. Bei klassischen Rundfunkempfänger sitzen in der ZF Parallelkreise (also Bandpässe) zur Erfüllung dieser Selektionsaufgabe - nur: Das können wir uns auf der 12[kHz] ZF zur Vermeidung von Phasendrehungen bei der erforderlichen Bandbreite (mindestens +/-5[kHz] bei 12[kHz]) nicht leisten (sonst leidet die Integrität der QAM-Modulation). Also müssen wir am 12[kHz] ZF-Ausgang einen LC-Tiefpaß (wegen der erforderlichen Steilheit vielleicht 4ter Ordnung, also 2 LC-Tiefpässe hintereinander) auf einer -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 170[kHz] anhängen. Warum gerade 170[kHz]? Nun: 12[kHz] (das ist unsere ZF) plus 5[kHz] (das ist die halbe erforderliche Bandbreite) sind 17[kHz]. Und lege ich eine Filtereckfrequenz eines Tiefpasses auf das ca. 10-fache der höchsten vorkommenden Signalfrequenz, dann habe ich im Signalfrequenzbereich nur noch vernachlässigbare Phasenverschiebungen durch das Filter.

Was bei Deinen Messungen interessant wäre:

• Mit welchem 468[kHz] Pegel (bitte angeben, ob das eine V(ss) oder V(eff) Angabe ist) bist Du in den Mischer hineingegangen?
  
• Welcher 455[kHz] Oszillatorpegel (ebenfalls bitte angeben, ob V(ss) oder (Veff)) liegt an der Kathode der Oszillatorröhre (erstes ECC81 System) an?
  
• Welcher 455[kHz] Oszillatorpegel (ebenfalls bitte angeben, ob V(ss) oder (Veff)) liegt an der Anode der Pufferröhre (zweites ECC81 System) an?
  
• Welcher Summenpegel dieser beiden Signale liegt an der Anode der Mischröhre (EF93) an?
  

Bitte bei allen Messungen: Ausschließlich mit (vorher am Scope-Kalibrator auf optimales Rechteck abgeglichenen) 10:1 Tastkopf messen - sonst verfälscht die kapazitive Belastung der Meßpunkte das Meßergebnis untragbar. Bei Wechselspannungsmessungen mit ausschließlich in Scope-Eingangsteiler-Stellung "AC" (der Gleichspannungsanteil interessiert hier überhaupt nicht) mit höchstmöglicher, schirmfüllender Stellung des Eingangsteilers messen.

Carlo_M schrieb:

NACHTRAG: wäre es nicht für Interessierte sinnvoll, die Überschrift passend zum nun entstandenen Thread zu gestalten, um diese hierauf aufmerksam zu machen? "Der DRM-Röhrenmischer-Thread" oder so ähnlich.

Das, so würde ich vorschlagen, machen wir, wenn wenigstens einer der hier derzeit und ggf. in der Zukunft vorgestellten Entwürfe dem PC eine Signalqualität angeboten hat, die es diesem erlaubten, DRM-Signale zu demodulieren (was noch eine hohe Hürde sein kann) - einverstanden?

Dein Oszilloskop: Wenn ich das nach der Suche im Internet richtig verstanden habe, dann hat Dein Oszilloskop EO174A eine -3[dB] Bandbreite von 10[MHz]. Das heißt, das Du bei Signalfrequenzen bis zu ca. 1[MHz] (1/10 der Scope-Bandbreite) davon ausgehen kannst, daß das Signal, welches Dir angezeigt wird, in Kurvenform und Amplitude im wesentlichen der Realität entspricht. Bei darüber hinaus gehenden Frequenzen ist das nicht mehr unbedingt sicher. Das spielt zwar für Dein Projekt mit einer höchsten Signalfrequenz von 922[kHz] (Störseitenband) derzeit keine Rolle, sollte aber für andere Projekte im Hinterkopf behalten werden.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

Threadname: Dein Vorschlag ist akzeptiert!

Ich habe eine EF93 eingebaut, das war ein Verschreibsel mit der eigentlich vorgesehenen Röhre.

Bevor ich weitere Messungen mache, wird als nächstes das Netzteil gebaut - und der Basteltisch aufgeräumt. Es war schwierig genug daran vorbei zu fotografieren!

Danke, der Hinweis mit der Belastung des Gitters hätte bei nachgedachter Messung nicht nötig sein müssen; soweit sollte ich schon sein dass ich das hätte denken können müssen. Ich hab noch einiges zu lernen - aber dafür bastle ich schliesslich auch!

Oszilloskop: was da für ein Tastkopf bei ist weiss ich nicht (ich finde keine Daten darauf), ich bin jedenfalls froh damit überhaupt messen zu können (auch vom momentanen Wissensstand).

Testen kann ich das Teil doch sicher auch mal ohne Filter am Ausgang, oder?

Pegelangaben: ich habe bei dem als defekt verkauften Frequenzgenerator keine Anleitung dazu bekommen, und müsste diese zuvor mit dem Oszi messen. Ich nehme an, das V(ss) Spitze-Spitze des Sinussignals bedeutet, oder?

Es freut mich, dass das alte Oszi aus DDR-Produktion für meine Zwecke ausreicht. Ursprünglich habe ich es angeschafft, um den seltsamen Verzerrungen meines ECL11 Verstärkers auf die Spur zu kommen ( was ich bisher aber nicht ausgeführt habe, Du erinnerst Dich sicher an den früheren Thread- ich habe es schlichtweg vergessen!).

NACHTRAG: muss ich eigentlich mit gesiebter Gleichspannung heizen? Ein Testaufbau auf einem Steckbrett, nur für die Heizung, liegt mit angeklemmtem Oszi auf dem Werktisch. Ich befürchte eventuelle Brummeinstreuung, obwohl das bei normalen Radios auch wohl nicht auftritt. Also: lieber mit, oder einfach ohne Zusatzschaltung?

Danke und Gruß

Carlo

Hallo Herbert,

heute ging es an den Bau des Netzteils. Nachdem die Spannungsvervielfacherplatine geätzt, gebohrt und fertig bestückt war konnte ich es kaum erwarten ob sie auch funktioniert - sie tut es! Ich habe ein paar Bilder gemacht. Die von Dir erfragten Messungen kann ich aber erst ausführen, wenn ich u.a. geklärt habe was das genau für ein Tastkopf an meinem OA174 ist. In der Osziaufnahme ist ein Quadrat = 2V, demnach wäre Vss = 6V, richtig? Dieses Foto zeige ich aber aus anderem Grund. In Deiner Berechnung kommst Du auf 2V "Brumm", den messe ich anscheinend auch mit der verschwommenen Frequenzkurve; sobald das Netzteil ausgesteckt ist, ist sie ganz sauber zu sehen. Mit meinem Durchgangsprüfer habe ich dann mal das Differnezsignal (467khz- 455khz= 12khz) angehört, dort brummt es ordentlich. Wäre es jetzt (ärgerlicherweise) nicht besser, dass ich eine Spannungsvervierfacherplatine herstelle, und dann die Anodenspannung siebe? Deine Berechnung der zur Verfügung stehenden Anodenspannung passt übrigens fast 100%! Einen kleinen Übertrager als Drossel dazwischen brachte ein minimal besseres Ergebnis.

455khz Signal am Ausgang der EF93 gemessen:


hier in grosser Ansicht:


Das Mischsignal 455khz und das angezeigte des Generators:


Das Netzteil mit der Verdreifacherplatine; Röhrenheizung direkt am Trafo (passt mit 12,8V fast genau):


Gruß

Carlo

Servus Carlo,

ich bin bis über das nächste Wochenende recht stark eingespannt und kann an diesem Thema derzeit leider nicht in der gebotenen Tiefe teilnehmen - deswegen nur kurz ein paar Randnotizen:

• Die von mir über den Daumen gepeilte Brummspannung des Versechsfachers wurde mit einer Formel ermittelt, die eben von "normalen" Gleichrichterschaltungen mit "normalem" Innenwiderstand und "normalen" Belastungsverhältnissen für den Netztrafo ausgeht. Ein Versechsfacher ist in dieser Hinsicht nicht "normal" - insofern kann es hier durchaus eine größere Restwelligkeit (die auch durchaus unorthodoxe Kurvenformen haben kann) geben. Sofern der Netztrafo "steif" ist, hilft hier nach einer schnellen ersten Simulation die Vergrößerung der Elkos auf 2.200[µF] - 40[V] Spannungsfestigkeit reichen (nach Simulation) aus.
  
• Bei dem Pentoden-Mischer haben wir durch die Schaltungsart alle ungünstigen Bedingungen zusammen beieinander: Keine Unterdrückung der HF am ZF-Ausgang, keine Unterdrückung des Oszillators am ZF-Ausgang, keine Brummunterdrückung.
  
• Aus den vorher gesagten Gründen kann eine weitere Siebung der Betriebsspannung sinnvoll sein. Hier kommt dann nur eine Drosselsiebung in Frage - 5...10[H] sollte die Drossel mit nachgeschaltetem Siebkondensator dann schon haben.
  
• Wenn das noch nicht reicht, müßte man die Schirmgitterspannung nochmals extra sieben - hier wird's dann allerdings aufwendig, weil das Schirmgitter ja der Einspeisepunkt für unseren Umsetzoszillator ist.
  
• Die Probleme hätten wir nur in deutlich entschärfterer Form, wenn wir nicht so einen breitbandigen, total unselektiven ZF-Ausgang hätten. Ein 12[kHz] Bandpß verbietet sich hier wegen der Phasendrehungen, die das DRM-Signal undekodierbar machen. Jetzt könnten man zusätzlich zum schon angedachten Tiefpaß (zum Aussieben des Störseitenbandes) noch einen steilen Hochpaß mit einer -3[dB] Grenzfrequenz von 400[Hz] am ZF-Ausgang vorsehen - dann hätten wir eine gewisse Brummunterdrückung und bei 4[kHz] (die unterste Frequenz des Nutzsignals) findet keine wesentliche Amplituden- und Phasenveränderung des Nutzsignals durch diesen Hochpaß mehr statt.
  
• Ein solcher hintereinandergeschalteter passiver Tief- und Hochpaß funktioniert nur dann, wenn die bei der Auslegung herangezogenen Quell- und Lastimpedanzen in der realen Schaltung auch tatsächlich vorhanden sind. Für die Quellenseite - also den Pentodenmischer - kann man das noch halbwegs sicherstellen. Bei der Lastseite - also dem Soundblaster - sieht das etwas anders aus. Entweder hat der einen extrem hochohmigen Eingang (also ca. > 500[kOhm]), dann kann man mit einem relativ niederohmigen Festwiderstand am Filterausgang definierte Lastverhältnisse schaffen und der zusätzlich parallel geschaltete Soundblaster fällt nicht mehr in's Gewicht. Oder der Soundblaster selbst ist niederohmig am Eingang und weist vielleicht noch eine reaktive Impedanzkomponente auf - dann braucht's hinter dem Filter noch eine Pufferstufe (die man dann aus Stilgründen natürlich auch in Röhrentechnik aufziehen muß).
  

Wir machen das hier aus Spaß an der Freud' und dan der Röhrentechnik - das muß einem bewußt sein (der Aufwand ist ja immerhin erheblich). Rein technisch wären wir mit einem Gilbert-Cell Mischer (z.B. SA612) mit vorgeschaltetem OP-AMP Impedanzwandler besser dran und schon lange am Ziel - das sollte klar sein.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

ich hoffe, Du hattest ein schönes Weihnachtsfest. Ich konnte mich etwas meinem Netzteil zuwenden, es ist nun soweit fertig und ohne störenden Brumm.



Da mein Oszi nichts mehr an Störungen anzeigte (und ich skeptisch bin), habe ich das ganze mal mit einem Signalverfolger abgehorcht, auch dort stört kein brummen mehr.

Hier nun das 455khz Ausgangssignal (ohne Beaufschlagung des 468khz Signals). Abgeglichen ist es auf 5V pro Kästchen, also 15 Vss Signal.



An der Kathode des ersten Systems der ECC81 messe ich 5 Vss, an der Anode des zweiten 10V. Allerdings sieht die Signalkurve am Ausgang alles andere als symmetrisch aus, unten so abgeflacht. Was muss ich mir dabei wieder denken?

Bitte schreib mir, was ich noch messen oder tun soll, jetzt ist endlich alles soweit fertig stabil aufgebaut zum experimentieren.

Gruß

Carlo

Hallo,

hier nun mein erster Testbericht. Nachdem alles soweit zusammengesetzt war, habe ich es nach dem Messen des Mischsignals (467 khz vom Frequenzgenerator, und die 455 khz des Mischers, Ergebnis ein lustig anzusehendes überlagertes Sinussignal) nicht mehr ausgehalten, und über den schon (beim mit IC aufgebauten Mischer) als Anschluss-Hf Trafo benutzten Spulensatz an meinem Radio angeschlossen. Ergebnis ist zwar auch kein Empfang, aber das liegt wohl (hoffentlich) noch an meiner fehlenden Hochantenne; ich habe hier schlechten Empfang. Der Signal-Rauschabstand kam kaum über 5 db, selten bis an 10 db heran. Soll ist Minimum 25 db. Dafür blieb alles deutlich stabiler wie mit der IC Schaltung. Und das analoge Radiosignal, ebenfalls über die Software Dream geleitet, funktioniert.

Jetzt muss ich noch einen Zf-Kreis für wie gedacht am Eingang zum Mischer auftreiben und passend abgleichen.

Hier zwei Bilder:





Gruß

Carlo

Nachtrag: heute stieg tagsüber der Signalpegel kurzzeitig über die Mindestschwelle, und Empfang war da. Leider nur kurz...

Hallo,

es funktioniert!



Danke, Herbert!

Nun stehen nur noch Abschlussarbeiten an. Und die Dachantenne!

Das Radio musste nicht neu abgeglichen werden. Ob durch die Last am ZF Filter die Durchlasskurve breiter wurde? Die gesamte Mischerschaltung scheint weniger empfindlich als befürchtet, auch mit offenem Gehäuse keine Probleme.

Statt 455 khz Resonator werde ich versuchsweise eine Quarzfassung einlöten (oder intern umschaltbar?), um den Mischer auch am VE 301 Radio versuchen zu können; so wie es beim Radio des "grossen C/ Fr*nzis" auch gemacht wird.

Gruß

Carlo

Servus Carlo,

Carlo_M schrieb:

es funktioniert!

Gratulation zu Deinem Erfolg. Wenn Du gelegentlich mal ein komplettes Schaltbild Mischer / Oszillator des Aufbaus, wie er bei Dir jetzt existiert, hier reinstellen könntest, dann wäre das nett. Dann kann ich mal schauen, was alles für Änderungen gegenüber meiner Schaltung notwendig waren, bis aus einem Theorieentwurf ein auch in der Praxis funktionierendes Projekt wurde.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

heute habe ich schaltungstechnisch ein wenig herumprobiert wegen des zusätzlichen ZF-Kreises am Eingang des Röhrenmischers. Ich habe mithilfe eines Trimmkondensators und der Verstellmöglichkeit des Kerns herumprobiert, bis mir das Ausgangssignal am besten erschien. Nun liegt eine Spule parallel zum Einganssignal, an der Zweitspule des ehemaligen Zf Filters hängt der Trimmkondensator. Ich muss aber ehrlich gesagt gestehen, daß heute - aus welchen Gründen auch immer - ein sehr häufiges Aussetzen des BBC-DW Senders auftritt (beim Conrad Einfachgerät ist es aber auch nicht anders).

Nun geht es daran, die Antenne und das Radio (das braucht zusätzlich nun ein neues Skalenseil...) noch zu optimieren (oder anderes Radio zu nehmen). Dazu habe ich leider wieder Fragen.

Da mir auffällt, dass das Ausgangssignal (vermutlich der erste Zf.-Kreis) zum Rechner in der Frequenz teilweise ziemlich schwankt, würde ich gerne mithilfe eines Resonators dieses Signal stabilisieren - insofern so etwas geht. Ich habe verstanden, dass ein Oszillator um (hier) 468 khz versetzt zum Empfangssignal da ist, und ich diese wechselnde Frequenz (da sie sich ändert beim Senderwechsel) nicht zusätzlich stabilisieren kann. Gibt es die Möglichkeit, dem Ausgangsprodukt von 468 khz ein Zwangssignal "aufzudrücken" (es sozusagen mitzuziehen), um es damit stabiler zu bekommen?

Hier das fast fertige Gehäuse in Aktion und von innen:







Grüße

Carlo