LTP vs Kathodyn und KT77 Gegentaktverstärker

GüntherGünther (Beitrag #101) schrieb:

sondern diesen "Schaltplanservice" von Ritter nutzen.. sie schreiben ja, dass man entweder den Schaltplan erstellen lassen kann oder man schickt den Schaltplan hin und die layouten.

Wo steht denn das auf deren Homepage? Link?

Grüße

Herbert

GüntherGünther (Beitrag #101) schrieb:

Naja.. wenn man unter -0,5V bleiben sollte.. puh. Dann fällt die ECC88-Differenzverstärkerstufe weg, die arbeitet bei -1,3V.

Wieso? Anderen Arbeitspunkt wählen......mehr Spannung zwischen Anode und Kathode über der Röhre stehen lassen....und schon kann man den Arbeitspunkt tiefer legen und hat mehr "Fleisch" für einen größeren Eingangsspannungshub. Bei 210[V] über einer ECC81 und 3[mA] Anodenstrom liegen wir schon bei -3[V] am Gitter......damit kann man diese Röhre ohne Verletzung der -0.5[V] Grenze bereits bis auf 5[Vss] = ca. 1.77[Veff] am Gitter aussteuern......und bei der ECC88 als niederohmiges "Niederspannungs"rohr dürfte diese Spannung noch deutlich geringer liegen.

Dieser Umstand - nämlich, daß es bei den üblichen ECC8x-Röhren (mit Ausnahme der ECC86, die man kaum mehr kriegt) einfach ein bestimmtes (und nicht zu kleines) Anoden-Kathodenspannungsgefälle braucht, damit die Sache auch bei größerem Gitterspannungshub und mit erträglich niedrigem Ausgangswiderstand funkioniert - ist übrigens die Ursache dafür, daß all diese im Netz kursierenden Schaltungsvorschläge, die normale ECC8x-Röhren irgendwie zum Batteriebetrieb bei 6....24[V] zwingen wollen, einer näheren professionellen Betrachtung nicht standhalten. Diese Schaltungen müssen mindestens bis auf 0[V] Gitterspannung - oder sogar in den positiven Gitterspannungsbereich - ausgesteuert werden.....und dann fließt Gitterstrom.....und das heißt (bei nicht unendlich niederohmiger Ansteuerung) ganz einfach Verzerrungen......

Grüße

Herbert

Servus zusammen,

hier gäb's noch einen alternativen Vorschlag, der die Eingangs-Umschaltung wie in Beitrag #89 hinter der ersten Röhre macht, allerdings mit zwei Schaltkontakten auskommt und sämtliche geschalteten Kondensatorpotentiale immer auf 0[V] hält, so daß im Umschaltmoment da nichts knackt.


In höherauflösend: http://666kb.com/i/clszrw5zq77d5umg9.jpg

Grüße

Herbert

Hallo,

Da wird wohl auch mein Fehler liegen..
Habe meinstens mit 100V Anoden-Kathodengefälle, 100V Gefälle über die Konstantstromquelle und 150V über die Anodenwiderstände geplant.
Die ECC88 kann ja max. 150V auf Dauer, vielleicht geht es ja mit 150V. Wenn nicht probiere ich mal die ECC81 mit 200V, hier werde ich dann nur 50V über die Konstantstromquelle abfallen lassen.
Zu Ritter: am rechten Rand steht "Wunsch-Layout nach Vorgabe", gleich auf der Homepage.

Grüße, Thomas

Ah ja, da steht das - ist aber nich anclickbar....und wahrscheinlich aus gutem Grund: Die Preisgestaltung hängt bei sowas ja immer vom Umfang des Projektes ab......und da das eine professionelle Firma ist, müssen die bei solchen Sonderprojekten auch professionelle Preise nehmen.....was einen Privatmann, der mit den in diesem Bereich üblichen Stundensatzniveaus und Arbeitszeitaufwänden vielleicht nicht ganz so vertraut ist, möglicherweise durchaus erschrecken kann.

Grüße

Herbert

Hallo,
Naja, für eine Platine mit 70μm Kupferauflage würde ich schon 100€ zahlen. Bin einfach von Anfang an latine gewöhnt, deshalb wollte ich wieder Platine nehmen.
Grüße, Thomas

Also, wenn die Herrschaften das Layout machen......dann vermute ich mal, daß bis zum ersten Prototypen allermindestens EUR 1.000,-- weg sind......

Grüße

Herbert

Okay, lassen wir das. Doch frei verdrahten
Nochmal zu Deinem Differenzverstärker, Pragmatiker.. Du hast geschrieben, dass 3mA bei 200V Anoden-Kathodenspannung pro System fließen.
Das liegt also ungefähr bei -2,8V. Aber dieser Arbeitspunkt liegt doch mittem im unlinearen Teil..
Das selbe Problem habe ich, wenn ich die ECC88 bei 150V und 12mA laufen lasse: Hier bin ich bei -3,4V zwar im linearen Teil der Kennlinie, aber schon wenn ich 2Vs aussteuere, bin ich theoretisch bei 1mA - 41mA Anodenstrom, laut der Simulation schwankt der Anodenstrom bei 2Vs aber nur zwischen 9,8mA und 14,2mA.. ich kann keine Stromgegenkopplung finden.. wie ist das zu erklären?

Grüße, Thomas

Servus Thomas,

der folgende Schaltungsausschnitt ist die Differenzverstärkereingangsstufe meines nun fast 10 Jahre alten und als (vermessenen) Versuchsaufbau existierenden Entwurfs (der durchgehend mit NOS Siemens- oder Valvo-Röhren bestückt ist), der irgendwann bei mehr Zeit auch mal in ein professionell aufgebautes Gerät eingebracht wird:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/cltby3ot3bv9dm8mh.jpg

Die Z-Dioden, die das Gitterspannungspotential des Differenzverstärkers gleichspannungsmäßig definiert festnageln (und damit auch dessen Kathodenpotential sowie das Anodenpotential der Konstantstromquelle), kann der "Ich-will-keine-Halbleiter-im-Signalweg"-Purist natürlich (bei geringer Umdimensionierung der Schaltung) auch durch einen Glimmstabi z.B. vom Typ "0A3" (Nennbrennspannung: ca. 75[V]) ersetzen. Allerdings darf das Entladungsrauschen eines solchen Glimmstabis keinesfalls durch einen zu großen Kondensator direkt parallel zum Glimmstabi rausgefiltert werden - sonst entstehen möglicherweise unschöne Kippschwingungen (d.h. ein Sägezahn großer Amplitude). Hier ist also beim Tiefpaß, der das Entladungsrauschen im Audiofrequenzgebiet in die Gegend von < -96[dB] (der Dynamikbereich einer CD) auf das Vollaussteuerungs-Eingangssignal bezogen runterbringt, etwas mehr Aufwand einzukalkulieren.

Diesen Differenzverstärker kann man im Frequenzbereich von 16[Hz] (tiefster Orgelton) bis > 20[kHz] am Eingang mit einem Differenzpegel von bis zu +6[dBu] (= 1.55[Veff]) aussteuern und erhält am Ausgang durchgehend einen Klirrfaktor < 0.1% mit ebenfalls sehr geringen Differenztonprodukten (= sehr geringer Intermodulation). Die genauen Meßdaten von damals müßte ich mal raussuchen, weil das bis jetzt nur alles als Papiermitschrieb existiert (gemessen wurde u.a. mit Rohde & Schwarz UPGR, Rohde & Schwarz UPA3, HP3577A sowie HP3585A).

Kurz: Das Ding funktioniert und hört sich in der Gesamtheit mit dem dazu gehörenden Endstufenkomplex (4 * EL34 als Trioden im A-Betrieb betrieben) an Canton Ergo 92DC für musikalisch sachkundige Ohren bei den Musikstilen Jazz / Klassik / echte, handgemachte Volksmusik / klassischer Hardrock auch ansprechend an.

Mein Avatar gibt den Frequenzgang des Gesamtverstärkers vom Eingang bis zum Lautsprecheranschluß (bei ohmscher Last) und 10[W] Ausgangsleistung an. Hier mal dieses Avatar-Bildchen in erkennbar:



Die Teilung der Y-Achse ist 0.5[dB/Div](!) - was man recht schön sehen kann, ist, daß der Leistungsfrequenzgang dieses Gesamtentwurfs (bezogen auf 1[kHz] als Referenz) bei 10[W] Ausgangsleistung im Frequenzbereich 20[Hz] bis 20[kHz] bei +0[dB] / -0.4[dB] liegt - ein sehr ordentlicher Wert. Der 0.2[dB] "Buckel" bei ca. 9.5[kHz] ist übrigens die Streuspitze (d.h. die Resonanzfrequenz) des Ausgangsübertragers. Dafür, daß ich hier ein in Fachkreisen eindeutig als "No-Go" angesehenes Sakrileg begangen habe - ich habe nämlich (natürlich mit viel Umsicht bei der Produktauswahl) völlig handelsübliche Wald-und-Wiesen-Ringkernnetztrafos aus dem Bürklin-Katalog als Ausgangsübertrager verwendet - sind die Ergebnisse sehr gut und brauchen sich meiner Ansicht nach keineswegs zu verstecken. Der steile Abfall unterhalb ca. 16[Hz] ist übrigens nicht der Ausgangsübertrager, sondern der Frequenzgang des als "symmetrisch / unsymmetrisch-Wandler" verwendeten Meßvorverstärkers im Rohde & Schwarz UPGR Psophometer. Ach ja, und die beginnende Phasendrehung unterhalb von etwa 100[Hz] und oberhalb von etwa 10[kHz] (Skalierung: 30[°/Div]) ist dem Umstand geschuldet, daß dieser Verstärker (wie gesagt: eine Spielbaustelle zum Austoben ohne externe Zwänge) keinerlei Über-alles-Gegenkopplung aufweist (und trotzdem - obwohl das ja eigentlich (noch dazu mit Netztrafos als Ausgangsübertrager) überhaupt nicht sein darf - ordentliche und (ohne jeden Abgleich) zwischen den Stereokanälen reproduzierbare Daten aufweist).... ....aber, ganz klar: Lokale - zum Teil gar nicht erkennbare - Stufengegenkopplungen gibt's natürlich.

Man beachte: Der Verstärker ist (Bezugspegel: 10[W] @ 1[kHz]) bei 100[kHz](!) erst auf ca. -1.8[dB] abgefallen - das machen viele Chinakisten mit dedizierten Ausgangsübertragern nicht mal bei 20[kHz]. Und: Trotz der > -90[°] Phasendrehung bei 100[kHz] ist der Verstärker ohne Wenn und Aber stabil - weil eben die Über-alles-Gegenkopplung (und damit die Rückkoppelschleife um die ganze Schaltung rum) fehlt.

Grüße

Herbert

Hallo Pragmatiker,

saubere Arbeit, das ist wirklich beachtlich. Vielleicht sollte ich das Verstärkerbauen ja doch noch nicht aufgeben.. wenn ich weiter arbeite, komme ich in 30 Jahren vielleicht mal an Dein (wie auch an Jenes von Richi, DB und Matthias) Know-How heran.

nochmal zur ECC88 als Differenzverstärker: macht es bzw was macht es aus, wenn ich die im Datenblatt angegebenen Grenzwerte für die Verlustleistung beider Systeme zusammen überschreite? Ich meine, in Gitarrenamps laufen die Röhren auch irgendwo jenseits von Gut und Böse und sie leben relativ lange..

Grüße, Thomas

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #111) schrieb:

nochmal zur ECC88 als Differenzverstärker: macht es bzw was macht es aus, wenn ich die im Datenblatt angegebenen Grenzwerte für die Verlustleistung beider Systeme zusammen überschreite? Ich meine, in Gitarrenamps laufen die Röhren auch irgendwo jenseits von Gut und Böse und sie leben relativ lange..

Gitarrenamps sind für Hifi keine ideale Referenz, weil da Verzerrungen einfach zum "guten Ton" gehören. Natürlich macht es was aus, wenn die Summenanodenverlustleistung der beiden Systeme dauerhaft überschritten wird - und zwar wird die Lebensdauer in den Keller gehen (schau Dir mal die relativ kleinen Anoden der ECC88 an - und die sitzen in äußerst schlecht wärmeleitendem Vakuum).

Nur: Das ist doch überhaupt nicht erforderlich, die ECC88 so auszureizen - schließlich bauen wir hier ja keine rauscharmen VHF-Fernsehtuner mit 7[MHz] Kanalbandbreite (und damit Rauschbandbreite) für rauschfreie Eingangssignale ab 100[µV], wo der äquivalente Rauschwiderstand der ECC88 von 300[Ohm] (und damit ein Riesen-Anodenstrom) irgendwie relevant wäre - nein, wir bauen einen NF-Verstärker mit Eingängen auf Line-Pegel-Niveau bei einer Rauschbandbreite von 20[kHz] (also 0.29% dessen einer VHF-Kanalbandbreite).

Also: Runter mit dem Anodenstrom der ECC88 - für 15[mA] (oder auch 12[mA]) Anodenstrom gibt's bei der ECC88 in Audio-Vorstufenanwendungen überhaupt keinen vernünftigen Grund. Schaun wir uns mal das um den Anodenstromnullpunkt herum "gezoomte" Ausgangskennlinienfeld der ECC88 im Anodenstrombereich von 0...20[mA] an:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/cltegfhq3q3870ch5.gif

Da sieht man sehr schön, daß z.B. bei 110[V] Anoden- / Kathodengefälle bei einem Anodenstrom von 5[mA] ein vernünftiger Arbeitspunkt darstellbar ist --> das Gitter steht hierbei auf -3[V]. Die Anodenverlustleistung beträgt ca. 550[mW] pro System - das sind ca. 31% der 1.8[W] pro System, die für die ECC88 als Grenzdaten spezifiziert sind --> läßt längere Lebensdauer erwarten. Mit diesem Arbeitspunkt kann man einen Eingangsspannungshub von maximal ca. 5[Vss] = ca. 1.768[Veff] = ca. +7.16[dBu] verarbeiten, ohne im verzerrungsrelevanten Gitterstrombereich zu landen.

Und, vielleicht sollte man mit einem kleinen Mißverständnis aufräumen: Zumindest im Ausgangskennlinienfeld ist eine Krümmung der jeweiligen Kennlinie (gekrümmt ist die Kennlinienschar nämlich praktisch überall; richtig gerade ist sie nirgends) kein alleiniger Indikator dafür, daß der Verstärker jetzt automatisch "verzerrt wie die Sau" - er mag mehr verzerren, gut, aber die Verzerrungen mögen über alles gesehen noch weit unter dem tolerablen Limit liegen. Da gehen noch andere Faktoren ein (wie z.B. der Durchgriff der Röhre, der ja wie eine lokale Stufengegenkopplung wirkt; sowie die aktuellen Schaltungsparameter (die ja durch das Röhrendatenblatt mit seiner festgenagelten Gitter- oder Anodenspannung pro Kennlinie - je nachdem, ob das Ausgangs- oder das Übertragungskennlinienfeld betrachtet wird - nur unzureichend berücksichtigt werden)).

Das theoretische "µ" dieses Arbeitspunktes (bei konstantem Anodenstrom und damit praktisch unendlich hoher Betriebsspannung - deswegen die Angabe "theoretisch") läßt sich übrigens aus obigem Kennlinienfeld recht schön ablesen: Sowohl beim Sprung von -3[V] Gitterspannung nach -2[V] Gitterspannung (Änderung also +1[V]) wie auch beim Sprung von -3[V] Gitterspannung auf -4[V] Gitterspannung (Änderung also -1[V]) ändert sich die Anodenspannung betragsmäßig jeweils um ca. 30[V]. Also beträgt das "µ" hier betragsmäßig ca. 30[V] / 1[V] = ca. 30. Das paßt gut zu den Datenblattangaben der ECC88, in denen ein maximales "µ" von 33 steht.

Wenn wir schon dabei sind, dann können wir auch gleich noch die Steilheit "S" um diesen Arbeitspunkt herum aus dem Ausgangskennlinienfeld herauslesen: Schauen wir uns einfach die Anodenstromänderung vom -3[V] / 5[mA] Punkt zu dem Punkt an, der die -2[V] Kennlinie schneidet, wenn man vom -3[V] / 5[mA] Arbeitspunkt einfach senkrecht nach oben geht. Und dann erhält man einen Anodenstrom von 14.0[mA]. Damit kann man die Steilheit um diesen Arbeitspunkt berechnen:



Auch das paßt noch zu den 12.5[mA/V], die im Datenblatt der ECC88 stehen.

So, und nachdem wir jetzt die Steilheit um unseren gewählten Arbeitspunkt sowie das "µ" um unseren gewählten Arbeitspunkt herum kennen, können wir uns - und das ist eine wichtige Information - mit Hilfe des umgestellten Herrn Barkhausens den Innenwiderstand der Röhre auf unserem gewählten Arbeitspunkt berechnen:



Diesen Innenwiderstand können wir nun zur Berechnung des Quellwiderstands der jeweiligen Stufe heranziehen, um daraus z.B. für die Wirkung der Lastkapazitäten und Lastwiderstände dieser Stufe die richtigen Schlüsse zu ziehen.

GüntherGünther (Beitrag #111) schrieb:

Vielleicht sollte ich das Verstärkerbauen ja doch noch nicht aufgeben.. wenn ich weiter arbeite, komme ich in 30 Jahren vielleicht mal an Dein (wie auch an Jenes von Richi, DB und Matthias) Know-How heran.

Danke für die Blumen - aber, um das Bild zurechtzurücken: Ich beschäftige mich mit professioneller Elektronik seit etlichen Jahrzehnten beruflich - Röhren waren da allerdings nur sehr am Anfang dabei (und dann war's Optik und olivgrün gefärbte Kommunikations- / Navigationstechnik - Audio im Sinne von Unterhaltungselektronik war da nie mit dabei).

Warum ich mich mit Röhren privat beschäftige? Macht einfach Spaß.....ist im wahrsten Sinnes des Wortes "begreifbare" Technik......und unsere "thermionic friends" können echt was ab (d.h. sie verzeihen auch gröbere Fehler über längere Zeit)......und: bei dem ganzen fuzzeligen "Bruchteile von Millimetern"-TQFP-SMD-Kram usw. seh' ich nicht mehr gut genug (und hab' ich auch keine Löt-Hand mehr, die dafür auf längere Zeit ruhig genug ist), als das mir das privat noch unheimlich viel Freude bereiten würde. Beruflich ist das ganz was anderes - da muß ich schon lange nicht mehr alles selber machen.....

Grüße

Herbert

Hallo Pragmatiker,

stimmt, irgendwie kam mir der heiße Arbeitspunkt auch spanisch vor..obwohl ein wenig Wärme ja immer gut ist

Habe den von Dir vorgeschlagenen Arbeitpunkt sofort genommen, läuft gut, habe aber ein Problem mit dem Frequenzgang: mit angenommenen 100pF Millerkapazität habe ich eine obere Grenzfrequenz (-3dB) von nur 60kHz.. ob da ein nennenswerter Höhenabfall des Gesamtverstärkers zu befürchten ist?
Aber ansonsten bin ich voll zufrieden.. laut Spice 0,12% Klirr bei Vollaussteuerung..0,8% macht die Endstufe, 1% der AÜ (angenommen) und über 20dB wird gegengekoppelt, sollte etwas über 0,1% Klirr bei Vollaussteuerung machen.

Bezüglich der Platine hat mir auch Ritter (nach 3 Wochen) mal geschrieben, sie meinten auch, dass sich das nur für Serienproduktion eignet.
Ich werde es aber so machen, dass ich 2 von den Endstufen-Tuningplatinen kaufe und die Vorstufe frei verdrahte.

Hier das Bild, ich denke, das ist die endgültige Version. Das Netzteil ist ziemlich groß, weil ich keine Monoblöcke aufbauen wollte. Aber alleine für Drossel, 2 AÜs & den Netztrafo bin ich bei 400€. Deshalb fange ich ganz ruhig mit dem Gehäuse an, welches wahrscheinlich ein 19" mit 3HE wird.

Schaltbild:

Schönen Sonntag,
Thomas

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #113) schrieb:

habe aber ein Problem mit dem Frequenzgang: mit angenommenen 100pF Millerkapazität habe ich eine obere Grenzfrequenz (-3dB) von nur 60kHz.. ob da ein nennenswerter Höhenabfall des Gesamtverstärkers zu befürchten ist?

100[pF] Millerkapazität dürften da nicht zusammenkommen: Laut 1958er-Philips-Datenblatt der ECC88 haben wir eine Anoden-Gitterkapazität C(ag) von 1,4[pF] - da schlagen wir mal 1/3 (also 33%) Sicherheitszuschlag drauf und landen aufgerundet bei ca. 1,9[pF]. Irgendwelche externen Verdrahtungskapazitäten am Anodenanschluß, die nicht den Gitteranschluß betreffen, gehen nicht als Rückwirkungskapazität in das Verhalten des Gitteranschlusses ein. Rechnen wir jetzt mit dem weiter oben berechneten "µ" des Arbeitspunktes von "30" (diese Spannungsverstärkung erhalten wir in der Realität nie, also ist das ein worst-case-Szenario), dann erhalten wir worst-case: C(Miller) = µ * C(ag) = 30 * 1,9[pF] = ca. 57[pF]. Addieren wir zu dieser Miller-Kapazität gitterseitig nun großzügig noch (geschätzte) 20[pF] Verdrahtungskapazität dazu, dann landen wir bei einer (aus der Sicht der Anode von V1 (EF86)) wirksamen Lastkapazität von C(Last(V1)) = C(Miller) + 20[pF] = ca. 77[pF]. Aus Deiner obigen Angabe: "-3[dB] Grenzfrequenz von 60[kHz] bei 100[pF] Lastkapazität" lese ich jetzt mal einen Stufen-Innenwiderstand der Stufe V1 (EF86) aus der Sicht des Gitters von V2A von ca. 26,53[kOhm] (= 25,53[kOhm] Anode V1 + R10 (1[kOhm]) raus - nachgerechnet habe ich diesen Innenwiderstand allerdings nicht. Mit diesem Innenwiderstand von 26,53[kOhm] erhalten wir bei den vorstehend berechneten ca. 77[pF] Lastkapazität nun einen Tiefpaß mit einer -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 77,91[kHz]. Wenden wir auf diesen Tiefpaß nun folgende Formel an:



dann erhalten wir bei diesem Tiefpaß bei 20[kHz] eine Dämpfung von ca. 0,28[dB] (bzw. ca. 0,18[dB] bei 16[kHz]). Ich denke, das kann man für alle sinnvollen praktischen Audioanwendungen vernachlässigen.


Ansonsten hab' ich zu Deiner Schaltung noch ein paar generelle Anmerkungen:

• Von den Schleifern "S" der Potentiometer R20 und R21 würd' ich zu den jeweiligen Anschlüssen "E" dieser Potentiometer jeweils einen Festwiderstand von ca. 100[kOhm] legen. Das ist die Lebensversicherung für die Endröhre, bei der der Schleifer des dazu gehörenden Potentiometers irgendwann mal Kontaktprobleme zeigen sollte: Weil dann das Steuergitter der Endröhre im Zweifelsfall auf der negativsten Spannung liegt und dadurch die Endröhre gesperrt wird. Ohne diese Maßnahme steht das Steuergitter dieser Endröhre auf 0[V] oder sogar im positiven Bereich --> erst glühen die Anodenbleche der Endröhre, und dann "geht sie durch" --> und nimmt, wenn's ganz blöd läuft, den Ausgangsübertrager auch "gleich noch mit".
  
• An jeden Schleifer der Potentiometer R20 und R21 gehört ein kapazitätsmäßig (wegen der Niederohmigkeit der Gitterspannungsteiler mindestens 22[µF]) sowie spannungsmäßig (mindestens 100[V]) hinreichend dimensionierter Low-ESR-Elko (Low-ESR wegen Tauglichkeit auch bei > 20[kHz]) nach Masse. Auf diese Weise liegen die Schleifer dieser Potentiometer wechselspannungsmäßig unabhängig von ihrer Einstellung immer auf Masse (= 0[V]) und sind damit wechselspannungsmäßig "kalt" - damit beeinflußt ihre Einstellung die Verstärkung (und damit die Symmetrie bzw. den Klirrfaktor) nicht. Meine persönliche Empfehlung für diese Kondensatoren: 33[µF] / 100[V] von Frolyt, Typ ERY, Bürklin Bestellnummer: 12D3902. Die 33[µF] (anstelle der 22[µF]) hab' ich hier nur wegen des größeren Gehäusedurchmessers (10[mm] anstelle von 8.7[mm]) dieses Elkos gewählt, weil das das Elektrolytvolumen und damit die spezifizierte Brauchbarkeitsdauer erhöht (300.000[h] anstelle von 200.000[h] bei +40[°C]).
  
• Die Sicherung F1 ist in Deinem Schaltbild mit Auslösecharakteristik "träge" angegeben. Nun, damit kann man sich diese Sicherung gleich ganz sparen - da ist erst der Ausgangsübertrager hin, dann sind die Endröhren hin und dann löst diese Sicherung aus. Da hinter dieser Sicherung in Deiner Schaltung keinerlei große Elkos und keine Überspannungsableiter (oder andere zündfähige Kurzschlußgebilde) mehr sitzen, kann man die Sicherung an dieser Stelle ruhig mit flinker Auslösecharakteristik versehen.
  
• Zur Sicherung F1 mit flinker Auslösecharakteristik: Das GEC-Datenblatt der KT77 von 1963 spricht von einem absolut maximalsten Kathodenstrom (Anodenstrom + Schirmgitterstrom) von 200[mA] sowie einem Design-Rating von max. 180[mA]. Da die Sicherung F1 den Kathodenstrom der beiden Röhren (über den Ausgangsübertrager) sieht, ist also 2 * 200[mA] = 400[mA] bzw. 2 * 180[mA] = 360[mA] das erste Auslegungskriterium für diese Sicherung --> der Sicherungswert von 350[mA] paßt also vom gepeilten Grundsatz her schon mal. Ich gehe jetzt einfach mal davon aus, daß Du da schon eine Hochvolt-Sicherung gewählt hast, da bei den üblichen 5 * 20[mm] Feinsicherungen (wegen des bei höheren Gleichspannungen möglicherweise nicht mehr verlöschenden Lichtbogens) bei spätestens 250[V] die Spannungs-Spezifikationsgrenze erreicht ist. Betrachten wir mal eine mögliche HV-Sicherung von Littelfuse: 315[mA] flink bei 1000[V] Spannungsfestigkeit im handelsüblichen US-Gehäuse 6.35[mm] * 32[mm]: http://www.littelfus...ses/508/508_315.aspx . Schaut man sich das PDF-Dateblatt dieser flinken Sicherung ("Average Time Current Curves") an, so stellt man fest, daß diese flinke 315[mA]-Sicherung bei 500[mA] Dauerstrom nach frühestens ca. 20[s] auslöst......bei 400[mA] Dauerstrom sind's bereits > 300[s] Auslösezeit........
  
• Aus diesem Grund (Endröhren- und Ausgangsübertragerschutz, weil selbst eine flinke Sicherung im Zweifelsfall nicht schnell genug auslöst) würde ich die Belastbarkeit der Kathodenwiderstände der Endröhren (R25 und R26) etwas knapper dimensionieren, um durch einen im Zweifel (selektiv pro Endröhre) durchbrennenden Kathodenwiderstand eine zusätzliche Schutzmaßnahme zu haben: der laut o.a. Datenblatt maximalste Kathodenstrom der KT77 beträgt 200[mA]. 200[mA] * 10[Ohm] = 2[V]. 2[V] * 200[mA] = 400[mW]. Ich würde also (anstelle der im Schaltbild aufgeführten 2[W]-Widerstände) hier einen 1%-igen Metallfilmwiderstand mit höchstens 0,6[W] Belastbarkeit vorsehen.
  
• Zu den Schirmgitterwiderständen R29 und R30 der KT77: Diesen Widerstandswert würde ich - damit sie als VHF-Schwingschutz wirklich wirksam werden - auf 100[Ohm] erhöhen. Und die Belastbarkeit würde ich ebenfalls von 2[W] auf 0,6[W] runternehmen: Den allermaximalst denkbaren mittleren Schirmgitterstrom der KT77 kann man mit 25[mA] veranschlagen. 25[mA] * 100[Ohm] = 2,5[V]. 2,5[V] * 25[mA] = 62,5[mW] - selbst ein 0,6[W]-Widerstand ist da noch fast um den Faktor 10 überdimensioniert.
  
• Zur Konstantstromquelle um IC1: Bei 2 * 5[mA] Kathodenstrom (obiger Arbeitspunkt) von V2A und V2B fällt an R7 eine Spannung von +1[V] ab. Der Einstellbereich des Spannungsteilers R11 / R8 geht jedoch von 0....+6[V] - das entspricht einem Gesamtkathodenstrom von 60[mA] oder 30[mA] pro Triodensystem der ECC88. Das ist - aus weiter oben bereits aufgeführten Gründen - viel zu viel. Ich würde deswegen den Widerstandswert von R11 von 1[kOhm] auf 4.99[kOhm] erhöhen - hierdurch reduziert man den Einstellbereich des Potentiometers R8 von 0....+2[V] - und damit von 2 * 0[mA].....2 * 10[mA] Anodenstrom von V2A und V2B. Daß sich darüberhinaus die Einstellfeinheit von R8 noch um den Faktor 3 verbessert, ist dazu noch ein angenehmer Nebeneffekt.
  
• Nochmals zur Konstantstromquelle um IC1: Mit dieser Art von Stromreglern hab' ich recht umfangreiche Erfahrung - kann gut sein, daß dieser Regler, so, wie er gezeichnet ist (und zwar u.a. - aber nicht nur - aufgrund der Kapazität C(iss) von Q1 (IRFP240), die laut Datenblatt immerhin ca. 1,3[nF] beträgt), recht zappelt (sprich: schwingt) - dies besonders vor dem Hintergrund, daß der LT1006 bei 200[kHz] zwar nur noch eine Leerlaufverstärkung von ca. 10[dB] - die allerdings bei einer Phasendrehung von ca. 100[°] - zusammenbringt. Zusammen mit der -3[dB] Grenzfrequenz (45[°] Phasenverschiebung) des Tiefpaßes aus R12 sowie C(iss) von Q1 (ca. 122,4[kHz]) hat man da alle "Brauzutaten" für einen fast sicheren Oszillator zusammen. Abhilfe schafft hier ein Kondensator von 3,3[nF]....10[nF] mit ordentlichen HF-Eigenschaften (Keramik COG oder X7R oder sehr ordentlicher Folienkondensator), der mit sehr kurzen Anschlußdrähten zwischen Pin 6 und Pin 2 von IC1 (LT1006) geschaltet wird.
  
• Der Stromregler um IC1 herum speist alles an Brumm und Rauschen, was ihm am Schleifer des Potentiometers R8 präsentiert wird, ungerührt in die Kathoden von V2A und V2B ein - diese beiden Röhren verstärken diesen Stromhub dann als Gitterbasisverstärker entsprechend und liefern das verstärkte (und im Sinne der Brummunterdrückung hoffentlich symmetrische und gleichphasige) Ergebnis an ihren Anoden ab. Insofern ist es keine schlechte Idee, die Spannung am Potentiometer R8 nochmals zu sieben - insbesondere vor dem Hintergrund der Einweggleichrichtung mit D1 vor dem Spannungsregler IC2, die sowieso schon in einer höheren Brummspannung mit halbierter Frequenz (bezogen auf einen Doppelweg-, Mittelpunkt- oder Brückengleichrichter) resultiert. Als Siebkondensatoren zwischen R8 "E" und R8 "A" würde ich eine Parallelschaltung aus einem 33[µF] / 100[V] Elko (den haben wir weiter oben schon verwendet und müssen nur noch einen mehr kaufen) und einem keramischen Kondensator (X7R) von 1[µF] / 50[V] vorschlagen. Dann erhalten wir einen passiven Tiefpaß erster Ordnung mit einer -3[dB] Grenzfrequenz von < 5[Hz], der bei 50[Hz] und darüber schon eine signifikante zusätzliche Brumm- und Rauschunterdrückung entfaltet.
  

Es ist mir bewußt, das sich oben manches sehr sicherheitsbewußt oder "doppelt gemoppelt" lesen mag. Ich hab' - wie gesagt - halt beruflich mit Elektronik zu tun, bei der (absolute Betriebs)Sicherheit und sehr lange Lebensdauer nicht ganz wurscht sind - und das färbt dann natürlich selbstverständlich auch in's Private ab.

[EDIT 23:00 Uhr] Und dann gibt's noch was zu dem Stromregler um IC1 (LT1006) zu sagen: Zwar steht da im Datenblatt, daß das ein "Single-Supply-OP-Amp" sei. Nur: Im Datenblatt steht bei der Spezifikation der Ausgangsspannung, die in Richtung 0[V] gehen soll, eine Last von 600[Ohm] nach Masse - sprich: Die (recht niederohmige) Last hilft hierbei mit, nach 0[V] zu kommen - nur: eine solch niederohmige Last haben wir hier nicht. In der +/-15[V] Spezifikation steht bei "Output-Voltage-Swing" bei 2[kOhm] Last bereits ein wesentlich realistischerer Wert - nämlich: "min. +/-12,5[V]". Das heißt, daß die Ausgangsspannung des LT1006 bei hochohmigeren Lasten, wenn's blöd läuft, nur bis auf 2,5[V] an das negative Betriebsspannungsende rankommt - und das heißt in Deiner Schaltung: Auf weniger als 2,5[V] Ausgangsspannung sollte man den LT1006 nicht aussteuern. Damit das auch bei außerordentlich steilen Exemplaren Deines MOSFETs mit einwandfreiem Regelverhalten klappt (10[mA] Strom sind für den nämlich überhaupt nichts), empfiehlt es sich aus meiner Sicht, den Strommeßwiderstand auf 200[Ohm] hochzunehmen (dadurch fallen an ihm bei 10[mA] Strom 2[V] ab; den Rest zu den mindestens erforderlichen 2.5[V] macht dann die Schleusenspannung des MOSFETs) und den Eingangsspannungsteiler an IC1 entsprechend umzudimensioniern.

Viel Spaß und Erfolg beim Aufbauen des Gerätes - und: Sollen die Endröhren sichtbar bleiben und nach oben herausstehen? Dann wären 19["] / 3[HE] o.k. - ansonsten wären wohl eher 4[HE] anzuraten.

Grüße

Herbert

Hallo Pragmatiker,

die 100pF habe ich in der Simulation vom Ausgang der Differenzverstärkerstufe nach Masse realisiert, da bin ich lieber etwas großzügiger als dass es dann doch zu knapp wird.
Laut Valvewizard ist die Ausgangsimpedanz einer Differenzverstärkerstufe bei gleichen Anodenwiderständen Ra/2.
Würde hier also 19k machen. Zusammen mit übertriebenen 100pF Millerkapazität der KT77 komme ich auf eine Grenzfrequenz von 83,75kHz.
Bei 50pF wäre es schon die doppelte Frequenz..

Ich handel deine Tipps mal in Deiner Reihenfolge ab:

1. wird dann aber nicht das Gitter der Endröhre dauerhaft durch diesen 100k-Widerstand auf -51V gelegt?

2. Werd' ich gleich in den Schaltplan bringen!

3, 4. & 5. Oh, da ist mir ein Fehler unterlaufen, ich wollte eigentlich mittelträge Sicherungen nehmen, in 6,3x32mm oder 10x38mm.
Ich werde aber zusätzlich zu den kleiner dimensionierten Kathodenwiderständen die Sicherungen mit einbauen.
Ich habe da lieber ein paar mehr, Sicherheit geht vor! Aber Du siehst (und dafür bin ich Dir wirklich dankbar!) noch ein paar Sicherheitslücken mehr.

6. Hier habe ich die im Datenblatt vorgeschriebenen Werte von 22R genommen, weil ich der Meinung war, dass mit 100R zu viel Wechselspannung an diesen Widerständen abfällt.
Hier könnte ich ja 1/4W Kohleschichtwiderstände nehmen, die gibts ja wie Sand am Meer, habe hier so viele dass ich nicht weiß wohin damit. Ich bilde mir ein, dass es 0,1W Kohleschichtwiderstände im 0204 Gehäuse gibt.

7. Die Werte habe ich einfach von der vorherigen, stromstärkeren Version übernommen. Könnte den Wert von R11 auf 4,7k erhöhen, damit komme ich mit voll offenen Trimmer auf ungefähr 21mA Maximalstrom.

8. Ich wollte erst den IRF530 nehmen, der hat aber spannungsmäßig nicht gereicht. Dachte bei sowas wie Linearbetrieb spielt die Kapazität keine Rolle. Habe mir einfach einen für Linearbetrieb geeigneten MOSFET ausgesucht. Welchen MOSFET würdest Du empfehlen? Als Linearregler in der Anodenspannung meines 6V6 Verstärkers arbeitet ein IRF630, der aber mit 3W Verlustleistung in diesem Einsatz hart am Limit ist.
Den von Dir empfohlenen Kondensator hatte ich mal geplant, aber im Internet habe ich auch Mikrocontroller[dot]net gelesen, dass man den Kondensator weglassen soll und dafür einen Widerstand zwischen Ausgang OPAmp und Gate schalten soll und dass dies viel effektiver wäre.
Wenn ich den Kondensator zusammen mit R12 verwende, driften die Amplituden ab 10kHz ab, bei 20kHz sind es 0,5dB Unterschied.
Wenn ich R12 weglasse und den Kondensator verwende, driften die Amplituden erst ab 1MHz ab, also im vollkommen irrelevanten Frequenzbereich. Kann ich deshalb R12 wieder entfernen?

9. Ich wollte für so eine kleine Hilfsspannung Einweggleichrichtung benutzen, weil bei Brückengleichrichtung hätte ich ja 1,4V statt 0,7V Verlust.. außerdem dachte ich, dass der 7812 als Linearregler die restlichen Brummanteile regelt.
Wenn Du es für besser erachtest, benutze ich Graetzbrücke. Zwischen R8 & R11 kommen die Kondensatoren, kein Problem.

Schönen Sonntagabend und vielen Dank nochmals für Deine Hilfsbereitschaft!
Thomas

Nachtrag

- Ich bin mir noch nicht Sicher, vielleicht befestige ich die Endröhren mit 20mm Distanzhülsen am Gehäuse, sodass der Plastiksockel schonmal verschwunden ist. Mal schauen!

- Der Messwiderstand wird auf 200R erhöht. Dann müsste ich aber wieder mit dem Spannungsteiler was ändern, von 4,7k auf 3,3k etwa.

und stimmt es, dass die KT77 sehr zappelig ist? Habe von größeren Problemen und Schwingungen bei etwa 180kHz gelesen.. Die KT77 war wohl doch keine so gute Wahl..

Nochmal zum Frequenzgang: Dem Höhenabfall habe ich mit je einem 6,8nF Kondensator parallel zu R34 und einem 2,2nF Kondensator parallel zu R1 entgegengewirkt, nun liegt die -3dB Grenze bei >100kHz..Phasentechnisch brauche ich da denke ich auch keine Angst zu haben.. Wenn ich durch die Gegenkopplung den Frequenzgang über den ganzen Amp auf 100kHz (-3dB) bringe, sollte alles stabil sein (hoffe ich!)

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #115) schrieb:

Ich handel deine Tipps mal in Deiner Reihenfolge ab: 1. wird dann aber nicht das Gitter der Endröhre dauerhaft durch diesen 100k-Widerstand auf -51V gelegt?

Nein, der Schleifer des Potis (sofern dieses richtig funktioniert) ist in diesem Fall der "Override" für diesen 100[kOhm] Widerstand, d.h. durch diese niederohmige Potikonstruktion läßt sich der Ruhestrom ganz normal einstellen. Nur im Fehlerfall (Schleifer des Potis ist offen) sperrt die Röhre komplett --> Röhre und Ausgangsübertrager gehen nicht kaputt. Da der Verstärker dann nicht oder nicht mehr richtig arbeitet, wird man auch akustisch auf ein Problem hingewiesen und kann sich auf die Fehlersuche machen.

8. Ich wollte erst den IRF530 nehmen, der hat aber spannungsmäßig nicht gereicht. Dachte bei sowas wie Linearbetrieb spielt die Kapazität keine Rolle. Habe mir einfach einen für Linearbetrieb geeigneten MOSFET ausgesucht. Welchen MOSFET würdest Du empfehlen? Als Linearregler in der Anodenspannung meines 6V6 Verstärkers arbeitet ein IRF630, der aber mit 3W Verlustleistung in diesem Einsatz hart am Limit ist. Den von Dir empfohlenen Kondensator hatte ich mal geplant, aber im Internet habe ich auch Mikrocontroller[dot]net gelesen, dass man den Kondensator weglassen soll und dafür einen Widerstand zwischen Ausgang OPAmp und Gate schalten soll und dass dies viel effektiver wäre. Wenn ich den Kondensator zusammen mit R12 verwende, driften die Amplituden ab 10kHz ab, bei 20kHz sind es 0,5dB Unterschied. Wenn ich R12 weglasse und den Kondensator verwende, driften die Amplituden erst ab 1MHz ab, also im vollkommen irrelevanten Frequenzbereich. Kann ich deshalb R12 wieder entfernen?

Nein, nein R12 bleibt drinnen und auch der von Dir vorgesehene MOSFET ist o.k. Der von mir vorgeschlagene Kondensator ist kein halbillegaler Schaltungstrick, sondern bei diese Reglern absolut gängige Schaltungspraxis - also rein mit dem Ding und gut ist es.

9. Ich wollte für so eine kleine Hilfsspannung Einweggleichrichtung benutzen, weil bei Brückengleichrichtung hätte ich ja 1,4V statt 0,7V Verlust.. außerdem dachte ich, dass der 7812 als Linearregler die restlichen Brummanteile regelt. Wenn Du es für besser erachtest, benutze ich Graetzbrücke. Zwischen R8 & R11 kommen die Kondensatoren, kein Problem.

Der Einweggleichrichter kann - den Umstand jetzt mal außer acht gelassen, daß Du damit eine kleine Gleichstromkomponente (und damit eine leicht Vormagnetisierung) auf dem Netztrafo hast - ruhig so bleiben. Einfach die zusätzlichen Siebkondensatoren über R8 und R11 und gut ist es. Falls Du doch eine Gleichrichterbrücke verwenden willst und knapp an Spannung bist, kannst Du die Brücke ja aus Schottkydioden bauen.

Der Messwiderstand wird auf 200R erhöht. Dann müsste ich aber wieder mit dem Spannungsteiler was ändern, von 4,7k auf 3,3k etwa.

Genau. Wenn Du wieder einen Einstellbereich von 0....20[mA] (= 0....2 * 10[mA]) möchtest, dann müssen am 1[kOhm] Poti 4[V] abfallen - die restlichen 8[V] fallen dann am Teilervorwiderstand ab, der dann 2[kOhm] groß sein muß.

und stimmt es, dass die KT77 sehr zappelig ist? Habe von größeren Problemen und Schwingungen bei etwa 180kHz gelesen.. Die KT77 war wohl doch keine so gute Wahl..

Zu dieser Röhre kann ich leider gar nichts sagen, weil ich noch nie eine in den Fingern hatte.

Zwei Kommentare hab' ich noch:

• Kondensator C5 würde ich nicht als Elko ausführen (auch wenn ein Folienkondensator aufgrund der erforderlichen Spannungsfestigkeit sicher nicht klein wird). Grund: In Datenblättern von Elkos - z.B. des Typs ERH von Frolyt - ist von Abnahmerestströmen (sprich: Leckströmen) in der 10[µA] Gegend oder mehr die Rede. Mit R9 als 1[MOhm]-Vorwiderstand und Strömen in der Gegend von mehreren [µA] fallen da an R9 mal schnell mehrere Volt ab - was den Arbeitspunkt von V2B total in die Botanik setzt und den ganzen Differenzverstärker in Schieflage bringt. Kleiner als 10[µF] würde ich C5 übrigens nicht wählen: Gemäß obiger Formel hat der durch R9 / C5 gebildete Tiefpaß bei 16[Hz] eine Dämpfung von 60[dB] - bei 20[Hz] sind's dann 62[dB] und bei 40[Hz] sind's 68[dB]. Das heißt, daß wir im Tiefbaßbereich trotz des Tiefpasses noch eine frequenzabhängig mehr oder weniger leichte, gleichphasige Aussteuerung von V2B haben, was für ein ganz klein wenig mehr Rolloff des Verstärker-Gesamtfrequenzgangs im Tiefbaßbereich sorgt.
  
• Ich würd' vor das Gerät ein Netzfilter setzen - dann ist nicht mehr jedes Schalten von Kühlschrankthermostaten, Lichtschaltern usw. als Knacken hörbar, falls der Netztrafo (oder der Geräteaufbau) diesbezüglich keine ganz so tollen Schirmeigenschaften haben sollte. Diese Netzfilter gibt's auch mit integrierten Sicherungen (da wäre das Gerät dann allpolig abgesichert) - z.B. diesen Typ da: Bürklin 75D2652 https://www.buerklin...tNr_75D2652&ch=18710
  
  

Grüße

Herbert

Hallo Pragmatiker,

ein Netzfilter kommt sowieso rein. Habe im neuen Schaltbild alle von mir vorgesehenen Sicherungen und Deine Änderungsvorschläge eingezeichnet. Klar, es sind viele Sicherungen, aber lieber so als dass einer der AÜs oder der Netztrafo flöten geht.
Habe bei Reichelt 0,315A Superflink-Sicherungen in 6,3x32 gefunden, die wären eigentlich ideal.

Das Problem an der Konstantstromquelle ist, dass die Amplituden schon bei 10kHz um 1dB auseinander driften. Wenn ich einen 100n-Kondensator verwende, ist das Problem behoben. Alternativ habe ich eine einfachere Konstantstromquelle gefunden, siehe hier:

Die wäre viel einfacher gehalten und den Source-Widerstand könnte ich ja als Poti realisieren. Was hälst Du davon? Habe erstmal eine 10V-Zenerdiode gewählt..was ist hier der richtige Wert?

Hier nochmal ein Gesamtschaltbild, aber noch mit der Konstantstromquelle mit OPAmp.




Grüße, Thomas

Servus Thomas,

die Primitiv-Konstantstromquelle würd' ich nicht verwenden - und zwar aus folgenden Gründen:

• Die Schleusenspannungen ("Forward Gate Threshold Voltage", V(GS)) variieren bei üblichen, nicht selektierten MOSFETs locker um 100% oder mehr - und der IRFP240 macht da keine Ausnahme.....da geht dieser Parameter von +2.0[V] bis +4.0[V]. Mit der Variation dieser Spannung variiert allerdings bei sonst gleichen Randbedingungen auch der Konstantstrom.
  
• Eine besonders hohe "Regel"güte (sprich: Stabilität des Konstantstroms auch bei wechselnden Lastbedingungen usw.) weist diese Konstantstromquelle wegen mangelnder Verstärkung nicht auf.
  
• Die BZX84C10L hat eine Nominal Z-Spannung von 10[V] - in der Realität hat diese Spannung eine Toleranz von 9.4[V] bis 10.6[V] - also immerhin +/-6%. Außerdem ist diese Spannung auch noch temperaturabhängig - der Umkehrpunkt des Temperaturkoeffizienten liegt bei Z-Dioden üblicherweise in der Gegend von 6[V]. All diese Variationen gehen natürlich voll in den "Konstant"strom ein. Und: Daß das eine SMD-Diode im SOT-23 Gehäuse ist, hast Du gesehen, oder?
  

Laß doch die Stromquelle einfach so, wie Du sie in Deinem überarbeiteten Komplettschaltbild gezeichnet hast - was spricht da dagegen?

Drei (hoffentlich) letzte Kommentare zu Deinem Komplettschaltbild - wir nehmen hier wieder mal den schlimmsten Fall, also den worst-case, an: Potentiometer R8 an den oberen Anschlag ("E"), Potentiometer R33 in die Mitte. Dann fließen durch die Konstantstromquelle 20[mA], durch jedes 5[kOhm]-Segment von R33 also 10[mA]. Damit bleiben an jedem 5[kOhm]-Segment von R33 50[V] stehen --> jedes 5[kOhm] Segment von R33 verheizt also 0,5[W] --> R33 in total verheizt also 1[W]. Damit muß R33 eine Belastbarkeit von mindestens 2[W] haben - besser wäre aus Langzeitstabilitätsgründen eine Belastbarkeit von 5[W]. Damit landet man dann bei Drahtpotentiometern - z.B.:

https://www.buerklin...rtNr_69E430&ch=94733
https://www.buerklin...rtNr_72E448&ch=83609
https://www.buerklin...rtNr_74E269&ch=83138

Der zweite Kommentar betrifft die Sicherungen F4 und F5: Hier dürfen keine flinken Sicherungen eingesetzt werden, weil diese durch die Einschaltladestromstöße von C3 und C8 auslösen würden - mittelträge oder gar träge ist hier die Auslösecharakteristik der Wahl. Die negative Gittervorspannung der Endröhren würde ich auf gar keinen Fall absichern (in Deinem Schaltbild: F6) - löst diese Sicherung nämlich aus, dann stehen die Steuergitter der Endröhren auf 0[V] - und dann kommt's sehr darauf an, wieviel Anodenstrom fließt, ob und wann F1 auslöst oder ob erst die Endröhren und der Ausgangsübertrager "abrauchen" und erst dann F1 auslöst. Ich persönlich würde zumindest die Sicherungen F6 und F7 ersatzlos entfallen lassen - alles, was hinter diesen Sicherungen dranhängt, sind Widerstände......und die sind so hochohmig, daß ein (die Sicherung auslösender) Kurzschluß höchst unwahrscheinlich ist.

Der dritte Kommentar ist eher praktischer Natur und ein Vorschlag: Ich würde an das jeweils rechte Ende von R18 und R25 je eine von außen zugängliche Meßbuchse anschließen - sowie eine dritte, von außen zugängliche Meßbuchse, die in Endröhrennähe mit dem Massepotential verbunden wird. Auch die beiden Trimmpotentiometer für die Ruhestromeinstellung würde ich bequem von außen zugänglich machen. Dann ist die Ruhestromeinstellung bequem ohne zerlegtes / umgedrehtes Gerät - d.h. ohne Klimmzüge durchzuführen. In ähnlicher Weise würde ich mit einem Meßbuchsenpaar über R7 und einem gut von außen zugänglichen R8 verfahren. R33 kann man nur mit etwas aufwendigerer Wechselspannungsmeßtechnik auf niedrigsten Klirrfaktor einstellen - ob er dazu von außen zugänglich sein muß, darüber kann man geteilter Meinung sein (besonders vor dem Hintergrund, daß der Schleifer auf +400[V] steht und daß deswegen der Isolation Schleifer / Einstellachse erhöhte Bedeutung zukommt).

Falls es Dicht interessieren sollte: Es gibt übrigens einen uralten Rohde & Schwarz Sinusgenerator, in dem viele der hier diskutierten Schaltungsdetails bereits eingesetzt wurden - über dieses Gerät hab' ich mich vor einigen Jahren mal ausführlich hier ausgelassen: http://www.hifi-forum.de/viewthread-136-105.html

Grüße

Herbert

Hallo Pragmatiker,

gegen die Konstantstromquelle mit OPAmp sprechen die abweichenden Amplituden bei Verwendung von 3,3n-10n Kondensatoren. Mit 1nF-Kondensatoren ist das Problem behoben, aber ich weiß nicht, ob ich die auch so einfach verwenden kann.
So sieht es mit 4,7nF aus:

Und so mit 1nF:

Ansonsten spricht nichts gegen diese Konstantstromquelle. Außer vielleicht, dass ich nicht weiß, wie ich sie am besten in die freiverdrahtete Schaltung integriere

Als Gehäuse habe ich mittlerweile übrigens etwas Gutes gefunden: Metallgehäuse HBAmpdesign 179€..naja, besser als dass ich mir die Arbeit mache, habe nämlich keine Ahnung von Metallbau.

Bezüglich der Potentiometer: Vielleicht sollte ich statt des 2k-Widerstandes doch lieber 3,3k nehmen. Aber ich wollte sowieso sämtliche Regler (Bias, Symmetrie Differenzverstärker, Konstantstromquelle) von der Rückseite aus zugänglich machen, mit Potis, die man nur per Schraubendreher verstellen kann.

Ein Problem habe ich aber immernoch - was mache ich mit dem Frequenzgang.. da fällt mir noch etwas ein, bezüglich der Millerkapazität: normalerweise berechnet die sich ja aus (µ * Cag) + Cgk (lt. der Röhrenbude). Aber was mache ich, wenn wie bei der KT77 im Gegentaktbetrieb die Leerlaufverstärkung nicht zu ermitteln ist (mangelnde Kennlinienscharen, variabler DC-Arbeitspunkt)?

Grüße, Thomas

Nachtrag: Kann ich die Pins des LT1006 1; 5; 6 & 8 einfach frei lassen oder soll ich sie gegen Masse schalten?

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #119) schrieb:

Ein Problem habe ich aber immernoch - was mache ich mit dem Frequenzgang.. da fällt mir noch etwas ein, bezüglich der Millerkapazität: normalerweise berechnet die sich ja aus (µ * Cag) + Cgk (lt. der Röhrenbude). Aber was mache ich, wenn wie bei der KT77 im Gegentaktbetrieb die Leerlaufverstärkung nicht zu ermitteln ist (mangelnde Kennlinienscharen, variabler DC-Arbeitspunkt)?

die KT77 wird durch die ECC88 so niederohmig angesteuert, daß die Endröhrenkapazitäten da wirklich irrelevant sein dürften. Aber: Rechnen wird das mal ganz handwerklich durch.....was wir dafür allerdings bräuchten, sind die Daten des Ausgangsübertragers (inklusive der Ultralinearabgriffe) - wenn wir die haben, dann überschlagen wir mal ganz hemdsärmelig die am Steuergitter der KT77 wirksame Kapazität.

Nachtrag: Kann ich die Pins des LT1006 1; 5; 6 & 8 einfach frei lassen oder soll ich sie gegen Masse schalten?

Wenn Du den Pin 6 nach Masse schaltest, schließt Du den Ausgang des LT1006 kurz - und damit funktioniert die ganze Schaltung nicht mehr. Und die Anschlüsse 1, 5 und 8 können in dieser Anwendung unbeschaltet bleiben, weil wir den Offsetabgleich des LT1006 mit der Einstellung von R8 automatisch gleich mit "erschlagen" (und dem Verstärker auch kein spezielles "Low-Power" oder "High-Speed"-Verhalten verpassen wollen).

GüntherGünther (Beitrag #119) schrieb:

Mit 1nF-Kondensatoren ist das Problem behoben, aber ich weiß nicht, ob ich die auch so einfach verwenden kann.

Keine Panik - kann gut sein, daß das auch mit 1[nF]-Kondensatoren funktioniert. In unseren Schaltungen haben wir FETs mit ganz anderen C(iss)-Werten in Schaltungen sitzen, die bei kleineren V(DS)-Spannungen deutlich größere Drainströme bei kleinerem Spannungsabfall an den Sense-Widerständen aufweisen......insofern sind die ca. 3.3[nF] bis ca. 10[nF] wirklich nur als erster Praxisanhaltspunkt "where to start" zu verstehen. Und dann wirst Du gerade an diesem Punkt des Frequenzgangs in Schaltungen mit Power-MOSFETs auch noch sehen, daß zwischen Simulation und Wirklichkeit Welten liegen können.....

Grüße

Herbert

Hallo,

ich baue als erstes mal den Differenzverstärker auf, zusammen mit der Konstantstromquelle. Das Problem ist, dass ich keinen Spektrumanalysator habe

Das Frequenzgangproblem liegt eher zwischen EF86 und ECC88, aber selbst wenn ich eine SRPP-Vorstufe mit ECC83 nehme, sieht es nicht besser aus - -3dB Punkt bei 56kHz
Die Ausgangsimpedanz der EF86 liegt bei..
Ri = Ri * (1 + S * Rk) = 1.250.000 * (1 + 0,001 * 1820) = 3.525.000 Ohm
Za = (Ra * Ri) / (Ra + Ri) = (91.000 * 3.525.000) / (91.000 + 3.525.000) = 88,71k.. nehmen wir hier die Millerkapazität der ECC88 von..
Ce = (µ * Cag) + Cgk = (30 * 1,4p) + 3,3p = 45,3p, mit Verdrahtungskapazität ungefähr 60pF.
Macht einen Tiefpass 1. Ordnung mit der Grenzfrequenz von knapp 30kHz
Also, was mach ich denn nun?

Der Ausgangsübertrager kommt höchstwahrscheinlich von Ritter und hat 4,5K Ohm Raa~ primär, dazu Ultralinearanschlüsse bei 43%.
Die anderen Werte kenne ich nicht.

Vielen Dank für den Verweis zu dem Sinusgenerator! Ich lese gleich mal alles durch.

Grüße, Thomas

Nachtrag: ich meinte natürlich nur pin 1; 5 & 8. Denkfehler meinerseits!

GüntherGünther (Beitrag #121) schrieb:

Das Frequenzgangproblem liegt eher zwischen EF86 und ECC88, aber selbst wenn ich eine SRPP-Vorstufe mit ECC83 nehme, sieht es nicht besser aus - -3dB Punkt bei 56kHz

Na, willst Du einen Breitbandverstärker oder was für NF bauen?

GüntherGünther (Beitrag #121) schrieb:

Also, was mach ich denn nun?

Bei Radford Schaltung anschauen gehen?
http://www.walther-mathieu.de/PROJECTS/RADFORD/sta25.gif
Da geht man mit einer Pentode auf eine Pentode und braucht sich somit keine Sorgen um die Millerkapazität zu machen.


MfG
DB

DB (Beitrag #122) schrieb:

Na, willst Du einen Breitbandverstärker oder was für NF bauen?

Hallo DB,
Wenn ich bei 56kHz schon 45° Phasenverschiebung habe und bei 40kHz nochmal 45° des AÜ dazukommen, bin ich bei 90°, habe gelesen, ab dort schwingt ein Verstärker mit Gegenkopplung. Wenn ich den -3dB-Punkt der Vorstufe aber bis auf 100kHz bringe, kommt es garnicht so weit..

Grüße, Thomas

Servus Thomas,

die Antwort auf Deinen Beitrag kommt in mehreren Etappen - d.h. in mehreren Beiträgen - weil das in einem Beitrag zu umfangreich wäre. Zunächst einmal: sowohl die ECC83 wie auch die EF86 sind recht hochohmige "Rohre"....ich hatte schon meine Gründe, warum ich das da schrieb:

ich (Beitrag #100) schrieb:

Fazit: Aus Gründen der Rauscherei, der Verzerrungen und des Frequenzgangs ist es durchaus sinnvoll (gerade im Selbstbaubereich, in dem nicht unzählig viele Optimierungsdurchläufe möglich sind, weil keine Riesenserie an Geräten dahintersteht), auch und gerade Vorstufen relativ niederohmig zu dimensionieren.

Und dann a bisserl was zur Begriffsbestimmung, damit's sprachlich und damit fachlich einheitlich bleibt: Mit dem Begriff "Millerkapazität" (C(Miller)) wird einzig und allein die wirksame Kapazität zwischen Gitter und Anode einer Triode bzw. zwischen Steuergitter und Schirmgitter einer Pentode / Tetrode bezeichnet (alle anderen Kapazitäten wie Gitter-Kathodenkapazität (Cgk), Verdrahtungskapazitäten usw. fallen zusätzlich an und stecken in der Millerkapazität nicht mit drin). Diese tatsächlich wirksame Kapazität zwischen Gitter und Anode kann man bei einer kalten Röhre, die nicht in ihrer Schaltungsumgebung sitzt, mit einem normalen Kapazitätsmesser nicht messen.

Warum? Nun, in der Realität ist es schon so, daß auch im Betrieb nur die im Röhrendatenblatt vorhandene Anoden-Gitterkapazität C(ag) (neben allen anderen Kapazitäten) real vorhanden ist. Nur: Diese Kapazität C(ag) wird dann, wenn die Anode wechselspannungsmäßig nicht auf Masse liegt (also in Kathodenbasisschaltung betrieben wird; die Gitterbasisschaltung lassen wir für Audio mal außer Betracht), "gezoomt" - und zwar um die in dieser Schaltung real vorhandene Spannungsverstärkung.

Wie das? Nun, die Anode macht einen um 180[°] gegenüber dem Gitter phasenverschobenen Spannungshub, der um den Faktor der Spannungsverstärkung größer ist als die Gitterspannung. Nehmen wir mal ein Beispiel: Am Gitter stehe die negative Spitze eines Sinussignals von 1[Vss] an - Momentaufnahme also: -1[V]. Die Anoden-Gitterkapazität betrage, (damit's leichter und mit handhabbaren Werten zu rechnen ist) 10[nF], die Frequenz betrage 10[kHz]. Gehen wir jetzt für den Moment mal davon aus, daß die Anode wechselspannungsmäßig auf Masse (Momentaufnahme also 0[V]) liegen würde. Dann würde der Steuergitter-Anoden-Blindwiderstand X(C(ag)) der Röhre ca. 1.591,55[Ohm] betragen -> damit würde über die C(ag)-Strecke ein Blindstrom von ca. 628,32[µA] fließen. Jetzt nehmen wir mal eine reale Spannungsverstärkung (nicht zu verwechseln mit dem theoretischen und in der Praxis nie erreichbaren "µ") von z.B. 30-fach (also ca. 29,5[dB]) an. Am Steuergitter stehen nach wie vor (Momentaufnahme) -1[V] an, an der Anode jetzt allerdings (auch Momentaufnahme) +30[V] (umgekehrtes Vorzeichen, weil wir ja eine 180[°] Phasendrehung in der Stufe haben). Auch unser Blindwiderstand X(C(ag)) bleibt - da sich an den Röhrenkapazitäten ja nichts geändert hat - gleich (nämlich ca. 1.591,55[Ohm] in unserem Beispiel). Nur: Über unserem Blindwiderstand X(C(ag)) liegen nun nicht mehr (wie vorher) 1[V] als Potential an, sondern 31[V] (nämlich: 30[V] - (-1[V])). Lassen wir jetzt in unserem Beispiel diese 31[V] auf unseren Blindwiderstand X(C(ag)) von 1.591,55[Ohm] los, dann erhalten wir einen Strom von ca. 19,478[mA]. Und diesen Strom muß die treibende Stufe aufbringen.

Nur. Die treibende Stufe "weiß" natürlich gar nichts davon, daß in der von ihr getriebenen Stufe durch die Spannungsverstärkung mit 180[°] Phasendrehung sozusagen eine "Zoom-Getriebefunktion" mit dem Resultat der Verschärfung der Lastbedingungen für sie, die treibende Stufe vorhanden ist - die treibende Stufe "geht" (mangels besserem Wissen) davon aus, daß die Last, die sie treibt, auf 0[V] - also auf Masse - liegt. Und da die treibende Stufe jetzt ca. 19,478[mA] bei 1[V] aufbringen muß, "geht sie davon aus", einen Widerstand von ca. 51,34[Ohm] vor sich zu haben. Und bei 10[kHz] Frequenz entspricht ein kapazitiver Blindwiderstand X(C) von 51,34[Ohm] einer Kapazität von 310[nF] - und genau diese Kapazität (nämlich die Millerkapazität) "sieht" die treibende Stufe.

GüntherGünther (Beitrag #119) schrieb:

da fällt mir noch etwas ein, bezüglich der Millerkapazität: normalerweise berechnet die sich ja aus (µ * Cag) + Cgk (lt. der Röhrenbude)

Unter Berücksichtigung des Vorstehenden können wir nun die ganz korrekte Formel für die (aus der Sicht der treibenden Stufe) wirksame Eingangskapazität einer Triode aufstellen:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/clyff5y4vtrz2ywbt.png

Wenn man die echte Spannungsverstärkung der Stufe nicht kennt, kann man natürlich ersatzweise das "Datenblatt-µ" der Röhre einsetzen. Da dieses "Datenblatt-µ" immer größer sein wird, wie die echte Spannungsverstärkung (und damit rechnerisch immer eine größere wirksame Lastkapazität als bei der echten Spannungsverstärkung erbringen wird), liegt man mit der Anwendung des "Datenblatt-µ" unter worst-case-Betrachtungsbedingungen immer auf der sicheren Seite. Diese Formel kann man mit hinreichender Genauigkeit selbstverständlich auch für Pentoden und Tetroden verwenden, wenn man sich auf's Schirmgitter bezieht und die (bei wechselspannungsmäßig kaltem Schirmgitter bzw. sehr niederohmig angebundenem Schirgitter) irrelevante Anodenkapazität nicht berücksichtigt.

Merke also: In Anodenbasisschaltungen (also bei Kathodenfolgern) gibt es keine Millerkapazität (weil die Anode nämlich wechselspannungsmäßig auf 0[V] = Masse liegt) - auch deswegen sind sie als Impedanzwandler gerade auch bei höheren Frequenzen sehr gut geeignet (weil nämlich nicht nur ihre Ausgangsimpedanz runter geht, sondern ihre Eingangsimpedanz auch gleichzeitig noch hoch).

Bei der KT77 muß man mangels detaillierterer Datenblattangaben (bei verschiedenen Herstellern) davon ausgehen, daß worst-case zwischen Steuergitter und Schirmgitter eine Kapazität von max. ca. 16,5[pF] besteht. Nun geht ein Teil dieser Kapazität sicher auf das Konto der Gitter-Kathodenkapazität (C(gk)). Da die Datenblätter hierzu nichts sagen, packen wir uns mal das (ausführlichere) Telefunken-Datenblatt der EL34 (auch wenn die natürlich eine "echte" Pentode und keine "Beam Power Tetrode" ist (wie sie damals ja zur Umgehung des Philips-Pentodenpatents so zahlreich erschaffen wurden)). Und in diesem Datenblatt stehen (neben der Kapazität "C(g1)", die ca. 15,2[pF] beträgt und damit nicht soweit von den 16,5[pF] der KT77 weg ist) zwei interessante Werte: "C(g1/f) < 1[pF]" und C(k/f) = ca. 10[pF]. Begreift man die Kapazitäten "C(g1/k)" und "C(k/f)" als Serienschaltung, dann würde rein rechnerisch "C(g1/k)" ca. 1,1[pF] betragen. Wir verdoppeln diesen Wert (Erfahrung, Bauchgefühl) einfach mal, runden großzügig im 0,5[pF]-Raster auf und erhalten dann als Annahme für die KT77:

• C(g1/k) KT77 = ca. 2,5[pF].
  
• C(g1/g2) KT77 = ca. 14,0[pF]
  

Nimmt man dann noch das "µ(g2/g1)" von 11,5 aus dem KT77 Datenblatt von Genalex und "jagt" es zusammen mit obigen 14[pF] durch "unsere" Formel, dann kommt man ganz roh abgeschätzt (wir werden das in einem späteren Beitrag noch genauer machen) auf eine wirksame Steuergitterkapazität der KT77 von ca. 200[pF] (ca. 175[pF] Miller + ca. 20[pF] Verdrahtung + ca. 2,5[pF] C(g1/k)). Das ist bereits kein zu vernachlässigender Wert mehr. Bereits hier kann man recht schön einen der Gründe sehen, warum die (Rundfunk- und Studio-)Profis vergangener Zeiten in ihren Pentoden-Endstufen auf Ultralineargegenkopplung häufig verzichtet haben: Weil bei Ultralinearendstufen das Schirmgitter der Endröhren wechselspannungsmäßig nicht "kalt" ist, ist die durch den (wenn auch - je nach Ausgangsübertragerabgriff - reduzierten) Spannungshub am Schirmgitter der Endpentoden auftretende und über "µ(g2/g1)" wirksame Millerkapazität (die ja bei Endröhren häufig gar nicht so klein ist) wieder mit im Spiel. Deswegen muß die Endstufe zur Vermeidung von Höhenverlusten von einer hinreichend potenten (= niederohmigen) Treiber- bzw. Phasenumkehrstufe angesteuert werden. Das brachte beim Schaltungsentwurf möglicherweise zusätzliche Probleme mit sich, denen man - im Sinne höchster Qualität - lieber aus dem Weg ging.

Grüße

Herbert

Hallo Pragmatiker,

ich könnte das Problem der Millerkapazität (die mit 200p ja riesig ist ) umgehen, indem ich die Endröhren in normaler Pentodenschaltung statt Ultralinear verwende? Dann könnte ich ja eigentlich auch eine EL34/KT66 nehmen. Damit hätte ich auch gleich das Problem der Schwingfreudigkeit der KT77 umgangen. Für die KT77 gibt es leider keine Betriebswerte für normale Pentodenschaltung. Aber wenn ich mir die Datenblätter der EL34 anschaue, dann ist sie eigentlich garnicht so anders als die KT77. Ich brauche für die EL34 aber 7Vs mehr Gitterspannungshub, was aber kein Problem darstellen sollte. Wenn ich deinen Rechnungen folge, komme ich sowohl mit KT66 als auch mit EL34 auf geringere Millerkapazitäten. Die KT66 würde ich aber dann mit Kathodenbias betreiben, da sie hier komischerweise geringere Klirrwerte als mit Fixed Bias hat. Die Klirrwerte der EL34 erstaunen mich aber etwas.. 5% bei 45W die KT66 kommt (aber leider wieder mit Ultralinear) auf 2% bei 32W. Als normale Pentodenschaltung (auch wenn sie keine ist) macht sie 30W bei 6% Klirr.. Aber warum sind die Werte hier so hoch? Klar, durch die Schirmgittergegenkopplung wird dem Klirr entgegengewirkt, aber dass es so krass ist.. wie behebt man das?

Simuliert schafft die ECC88 auch 200pF, mit ECC81 SRPP Vorstufe bin ich dann bei dem 45°-Punkt bei 75kHz..jedoch liegt der -3dB-Punkt jenseits der 100kHz..komische Sache

Grüße, Thomas

Hallo Thomas,

Jaja...Fragen über Fragen...Ein Problem "beseitigt" und es wachsen zwei andere nach...
Irgendwie kann ich Dein Dilemma verstehen, aber irgendwie amüsiert es mich auch
Du scheiterst an Deinem Perfektionismus (kenne ich zur Genüge aus eigener Erfahrung), indem Du Dir die Aufgabe stellst, DEN ultimativen und perfekten Röhrenverstärker zu schaffen. Aber, es ist in Jahrzehnten nicht gelungen (und da haben sich bestimmt einige "Füchse" mit befasst) diesen zu kreieren.
Röhren sind per se höchst fehlerbehaftete Bauteile, Trafos auch...und selbst so profane Dinge, wie Kondensatoren oder Widerstände haben ihre Tücken .
Am Ende ist Alles ein großer Kompromiss mit einem "besten zu erwartenden Ergebnis"...aber perfekt...das glaub ich weniger.
Dein Entwurf ist doch (in dieser Hinsicht) gar nicht schlecht, warum zweifelst Du diesen schon wieder komplett an? Mein Vorschlag, lebe mit den kleinen Unzulänglichkeiten (die wahrscheinlich jenseits jeglicher Wahrnehmbarkeit liegen) , baue so auf und freue Dich an der Musik.
Und bedenke vielleicht auch, dass kein Lautsprecher jemals Deinen Anspruch an Perfektion, den Du an Deinen Verstärker stellst, auch nur ansatzweise erfüllen kann. Was sind schon ein paar zehntel dB Pegelabfall über 15kHz, durch "Miller" verursacht? Alles was unter 1,5dB bleibt, wirst Du garantiert nicht hören. (So Du überhaupt über 16kHz hören kannst...Ich bin 44 und hör da nix mehr.)
Also einfach ran, aufgebaut, sich an dem absoluten Einzelstück erfreuen und Musik genießen

Gruß, Matthias

Servus DB,

DB (Beitrag #122) schrieb:

Bei Radford Schaltung anschauen gehen? http://www.walther-mathieu.de/PROJECTS/RADFORD/sta25.gif

420[V] am Schirmgitter einer EL34 in Ultralinearschaltung im Ruhezustand bei Nennnetzspannung? Alle Achtung....

Grüße

Herbert

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #125) schrieb:

ich könnte das Problem der Millerkapazität (die mit 200p ja riesig ist )

Der Ausgangsübertrager kommt höchstwahrscheinlich von Ritter und hat 4,5K Ohm Raa~ primär, dazu Ultralinearanschlüsse bei 43%.

so, jetzt rechnen wir diesen Punkt der "Millerkapazität" mal genauer:

• Bei einer Ausgangsleistung von 45[W] und einem R(aa) von 4,5[kOhm] haben wir eine Spannung U(aa) von:
  
  
  
• Damit beträgt die Schirmgitterspannung U(g2g2) an den Ultralinearabgriffen:
  
  
  
• Die für 45[W] Ausgangsleistung erforderliche Steuergitterspannung U(g1g1) bei Arbeitspunkteinstellung durch feste negative Gittervorspannung wird im Genalex-Datenblatt der KT77 mit 61[Vss] angegeben. Wir rechnen das auf eine Effektivspannung um:
  
  
  
• Nun können wir das "echte µ(g2g1)" - also die Spannungsverstärkung A(v(g2g1)) bei diesen Betriebsdaten der KT77 berechnen (das negative Vorzeichen, daß sich durch die 180[°] Phasendrehung eigentlich ergeben würde, lassen wir jetzt mal "generös" unter den Tisch fallen, weil es für unsere weiteren Berechnungen ohne Belang ist):
  
  
  
• Mit der Kenntnis dieser Spannungsverstärkung können wir nun mit Hilfe unserer Formel weiter oben sowie unter Annahme der weiter oben abgeschätzten Kapazitäten (C(g1g2) = ca. 14[pF], C(g1k) = ca. 2,5[pF]) die wirksame Steuergitterkapazität der KT77 unter diesen Betriebsbedingungen ermitteln, wobei wir weiterhin von einer abgeschätzten Verdrahtungskapazität von 20[pF] ausgehen:
  
  In höherauflösend: http://666kb.com/i/clzcwjpjwa40hz57t.png
  Diese ca. 162,1[pF] Rückwirkungskapazität sind schon mal ca. 20% weniger als die oben gepeilten ca. 200[pF] - das ist doch schon mal was.
  
  
• Der Differenzverstärker mit der ECC88 ist durch die beiden KT77 mit ihren Gitterableitwiderständen symmetrisch belastet - insofern können wir auf simplem Weg den aus der Sicht des Steuergitters jeder der beiden KT77 sichtbaren Innenwiderstand des Differenzverstärkers abschätzen (R(L) ist hierbei mit 100[kOhm] angesetzt - dem Widerstandswert der Gitterableitwiderstände R19 und R24, die ja an ihren kalten Enden über C12 und C16 wechselspannungsmäßig an 0[V], also an Masse liegen). Grundlage hierfür ist unser (weiter oben schon mal diskutierter) Arbeitspunkt der ECC88, den wir diesmal ganz genau aus dem Kennlinienfeld rauslesen: @ Ug -3[V]: U(ak) = 108,5[V], I(a) = 5[mA]. Nun erhöhen wir bei gleichbleibender Gittervorspannung (also -3[V]) den Anodenstrom auf 10[mA] (mehr geht in unserem Differenzverstärker nicht, dann würde die andere Röhre nämlich bereits komplett sperren) und lesen aus dem Kennlinienfeld die Anoden-Kathodenspannung U(ak) ab: 128,0[V]. Nun können wir den differentiellen Innenwiderstand (der allein uns hier interessiert) eines Triodensystems der ECC88 an ihrer Anode berechnen:
  
  Dieser differentielle bzw. dynamische Innenwiderstand von ca. 3,9[kOhm] paßt von der Dimension her ganz gut zu den 3,333[kOhm], die weiter oben auf einem anderen Weg (nämlich durch Einsetzen von "µ" und "S" in die "Barkhausen"-Röhrenformel) ermittelt wurden. Der aus der Sicht des Steuergitters jeder KT77 wirksame Ausgangswiderstand jeder ECC88 errechnet sich nun aus der Parallelschaltung von R(i) || R(L), also wie folgt:
  
  
  
• Nun haben wir die beiden wirksamen Elemente für den "Ultralinear-Miller-dominierten" Tiefpaß zwischen ECC88 Differenzverstärker und KT77 Endstufe zusammen - nämlich C(g1(eff)) = ca. 162.1[pF] und R(out) = ca. 3,754[kOhm] - und können nun die -3[dB] Grenzfrequenz dieses Tiefpasses berechnen:
  
  
  
• In Kenntnis dieser -3[dB] Grenzfrequenz können wir uns nun die Dämpfung dieses Tiefpasses bei 20[kHz] ausrechnen:
  
  Ohne sie jetzt explizit auszurechnen (wozu sich sinnlose Arbeit machen?) kann man anhand dieser Minimal-Dämpfung sagen, daß die Phasenverschiebung bei 20[kHz] marginal sein wird. Übrigens: Selbst wenn wir uns aus irgendwelchen Gründen um den Faktor 4 verhaut haben sollten und die -3[dB] Grenzfrequenz des Miller-dominierten Tiefpasses bei nur ca. 66[kHz] liegen sollte, dann bedeutet das für 20[kHz] eine Dämpfung von ca. 0,38[dB] - bei 16[kHz] läge die Dämpfung dann bei nur ca. 0,25[dB]. Beide Werte dürften für die tägliche Hörpraxis - selbst für einen Menschen mit sehr guten und musikalisch trainierten Ohren - wirklich völlig zu vernachlässigen sein.
  

Wenn ich wieder ein paar Minuten Zeit habe, dann rechnen wir dasselbe Spielchen auch noch für die Schnittstelle EF86 / ECC88.

Aaaber - Matthias hat absolut recht:

Matthias schrieb:

Mein Vorschlag, lebe mit den kleinen Unzulänglichkeiten (die wahrscheinlich jenseits jeglicher Wahrnehmbarkeit liegen) , baue so auf und freue Dich an der Musik. Und bedenke vielleicht auch, dass kein Lautsprecher jemals Deinen Anspruch an Perfektion, den Du an Deinen Verstärker stellst, auch nur ansatzweise erfüllen kann. Was sind schon ein paar zehntel dB Pegelabfall über 15kHz, durch "Miller" verursacht? Alles was unter 1,5dB bleibt, wirst Du garantiert nicht hören. (So Du überhaupt über 16kHz hören kannst...Ich bin 44 und hör da nix mehr.) Also einfach ran, aufgebaut, sich an dem absoluten Einzelstück erfreuen und Musik genießen

Also: Bitte die oben genannten Rechenspielchen (die durchaus auch "nur" zum Erkenntnisgewinn beitragen können) nicht komplett überbewerten......alles im Rahmen lassen......Deinen Entwurf, so wie er jetzt dasteht, aufbauen.......ggf. in einer "Feinschliff"-Meßsession optimieren (dann zeigt nämlich die Praxis ihr Gesicht und dreht u.U. der Simulation in Teilen eine mehr oder weniger lange Nase) - und sich dran freuen. Und: Um die Werte der oben aufgeführten Rechnungen wirklich genau zu überprüfen, braucht es bereits halbwegs verläßliche [mdB]-Meßtechnik.

Grüße

Herbert

Hallo Matthias & Pragmatiker,

ja, ich will halt wirklich was, womit ich auch bis ich vielleicht mal wieder an das Verstärkerbauen denke, Spaß habe. Zur Not könnte ich ja auch einfach EL34 einsetzen, die zwar leicht fehlangepasst ist, aber ja trotzdem oft statt der KT77 verwendet wird (wenn ich die Datenblätter vergleiche, ist die KT77 eigentlich eine EL34..). Ich kann mich mit der ECC81-SRPP Eingangsstufe eigentlich gut anfreunden. Nur habe ich das Problem, dass ich sie bei 170V pro System betreibe, was ein Problem mit den max. Ufk von 90V darstellen könnte, weil es schon ziemlich am Limit ist.

Vielen, vielen Dank für Deine Mühe, Pragmatiker! Ich werde mir Deine Berechnungen alle ausdrucken und abheften, damit ich sowas auch noch in 20 Jahren weiß!

Grüße, Thomas

Servus zusammen,

ich hab' gestern bei der Miller-Rechnerei noch was vergessen - und zwar hab' ich die Schwingschutzserienwiderstände R22 und R27 (je 1[kOhm]) in den Steuergitterleitungen der KT77 nicht berücksichtigt. Diese Widerstände sind allerdings Bestandteil des Tiefpasses. Hier also die korrigierten Ergebnisse (die an der Grundaussage aber nichts ändern):

• R(out) = 3,754[kOhm] + 1[kOhm] = 4,754[kOhm].
  
• f(g(-3[dB])) = 1 / (6,2832 * 4,754[kOhm] * 161,2[pF]) = ca. 207,7[kHz].
  
• a(20[kHz]) = ca. 0,040[dB]
  
• a(16[kHz]) = ca. 0,026[dB]
  
• a(20[kHz]) @f(g(-3[dB])) / 4 = ca. 0,60[dB]
  
• a(16[kHz]) @f(g(-3[dB])) / 4 = ca. 0,39[dB]
  

Grüße

Herbert

Hallo Pragmatiker,

was meinst Du mit den letzten beiden Werten?

Grüße, Thomas

Das sind die Werte, die - wie weiter oben schon machl gemacht - davon ausgehen, daß wir uns aus irgendwelchen Gründen total verhauen haben und die -3[dB] Grenzfrequenz nur ein Viertel des errechneten Wertes beträgt. Also: 207,7[kHz] / 4 = 51,925[kHz].

Grüße

Herbert

Hallo pragmatiker,

na dann ist ja alles super. Wird wohl eine SRPP Eingangsstufe mit ECC81 oder ECC88, stromgegengekoppelt mit 20dB ÜAGK und Übertragern von Ritter. Wird zwar ziemlich kostenintensiv, weil ich die High-End-Übertragerserie verwenden will, aber immerhin passt dann der Phasengang auch obenrum.

Grüße, Thomas

...eine SRPP-Eingangsstufe macht deutlich weniger Klirr, wenn deren Last genau abgeglichen ist und zwar auf die momentane Verstärkung der Röhren. Nun haben wir aber eine Röhrenalterung, welche Einfluss auf die Röhrendaten hat. Weiter ist der Ri der Stufe gleich dem halben Röhren-Ri.
Würde ich eine normale, zweistufige Schaltung verwenden, mit einer Gegenkopplung von der zweiten Anode zur ersten Katode, so würde der Schaltungs-Ri gleich der Parallelschaltung von Röhren-Ri mit dem Ra, geteilt durch die Gegenkopplungswirkung.
Rechne ich mal die EL34 durch, so benötige ich bei einer Ub von 400V eine Ug1 von -36V, das ergibt somit eine Uss am Gitter von 2* Gittervorspannung, = 72V. Und dies entspricht rund 25V eff.

Wenn ich mal von einer Eingangsspannung von 0.775V ausgehe, ergäbe dies eine Verstärkung der Vor- und Phasen/Treiberstufe von rund 33 fach, mit einer Gegenkopplung von 20dB also V=330. Allein die zweistufige ECC81 könnte eine Verstärkung (nur mit einer Strom-Gegenkopplung) von rund 1500 erreichen. Wenn wir also keine weitere Verstärkung in der Schaltung hätten (Katodyn), könnten wir die ECC81 mit Faktor 4.5 gegenkoppeln, was einem Ri ihres Ausgangs von 6.4k entspricht. Dem gegenüber wäre der Ri der SRPP 5,45k, allerdings bei einer maximalen Verstärkung von 30!

Da bleibt schon mal gar nichts für eine Gegenkopplung übrig. Wenn wir in der Treiberstufe eine Verstärkung haben, weil wir eine Differenzstufe als Phasendreher mit der E88CC einsetzen, so beträgt diese Verstärkung rund 15 fach, wobei allein die Diff-Stufe einen Klirr von rund 3% bei 75V SS erzeugt. Das bedeutet, dass wir über alles gerechnet mit der SRPP ECC81 und der Diff-Stufe E88CC eine Gegenkopplung von 23.5dB in allen Stufen (also inkl. Stromgegenkopplungen durch nicht überbrückte Katodenwiderstände, wie dies die SRPP verlangt!) erreichen könnten, in der Praxis aber deutlich weniger. Die Gegenkopplung der ganzen Schaltung wird sich auf etwa 20dB beschränken, sodass auf die Überalles-Gegenkopplung noch etwa 10 bis 14dB bleiben.

Die SRPP ist leider nicht die beste Wahl! Und wenn es um kleine Klirranteile geht kann man mit einer Pentode oft mehr erreichen, denn Pentoden haben eine deutlich längere Aussteuerkennlinie. Und wenn man z.B. eine E180F durchrechnet, so kommt man letztlich auch auf einen tieferen Ri als mit einer ECC83, allerdings bei einem höheren Anodenstrom. Es wäre zumindest eine Überlegung wert.

Hallo Richi,

E180F würde schon gut sein, scheint es auch noch zu genüge zu geben. Ein µ-Folger wäre eigentlich auch eine Möglichkeit. Von Anode 2. Stufe zu Kathode 1. Stufe? Gibt es da keine Probleme mit der ÜAGK, die ich auch in die Kathode 1. Stufe einspeise?

Grüße, Thomas

richi44 (Beitrag #134) schrieb:

Die SRPP ist leider nicht die beste Wahl!

Hallo Richi,

ich meine aber schon! Eine richtig dimensionierte und abgestimmte SRPP im Vorverstärker/Vorstufen erreicht ohne Gegenkopplung bei der angestrebten Vollaussteuerung Klirrwerte < 0,01 %, dieser Klirr ist mit einem Hameg HM8027 praktisch nicht mehr messbar. Das schafft keine andere Konstruktion.

Man kann den Klirr theoretisch noch weiter senken, wenn man in der Schaltung 3 x den Wert von RK vorsieht, also Rk1 an der unteren Röhre, Rk2 an der oberen Röhre und nochmals den gleichen Wert an der Anode der oberen Röhre.

Ich betreibe hier seit etwa 5-6 Jahren eine SRPP-Vorstufe mit der E88CC, die hat lt. meinen Messungen von Anfang 2014, ohne jedwede Nachjustierung in den Jahren, heute immer noch einen nicht mehr messbaren Klirr (<0,01%)!

Gruß

Servus Sigi,

sidolf (Beitrag #136) schrieb:

Man kann den Klirr theoretisch noch weiter senken, wenn man in der Schaltung 3 x den Wert von RK vorsieht, also Rk1 an der unteren Röhre, Rk2 an der oberen Röhre und nochmals den gleichen Wert an der Anode der oberen Röhre.

der Hinweis mit dem R(k) an der Anode der oberen Röhre scheint mir ein wertvolles Detail zu sein - den kannte ich so noch nicht. Wird abgespeichert und bei etwas Zeit mal theoretisch und praktisch abgearbeitet. Wie schaut's bei dieser Konstruktion - rein aus den in den letzten 2 Minuten angestellten, sehr rudimentären, Symmetrie-Überlegungen - aus: Kathodenwiderstand der unteren Röhre wechselspannungsmäßig (= kapazitiv) überbrückt oder nicht?

Grüße

Herbert

Herbert hallo,

einen richtig sauberen PP-Betrieb und niedrigsten Klirr bekommst Du nur hin, wenn der untere RK nicht kapazitiv überbrückt ist. Deswegen (u.A.) auch max. μ/2 einer SRPP gegenüber einer einzelnen Röhre in KB.

Bei einer "normalen" SRPP ohne R(k) an der oberen Anode muss die untere Röhre etwas mehr "leisten", wird also geringfügig stärker belastet. Warum? Für einen sauberen PP-Betrieb müssen unteres- und oberes System in die Last exakt gleich große Strom/Spannungshübe liefern. Da die Last an der oberen Katode anliegt muss die untere Röhre für den gleichen Hub den oberen Rk ausgleichen, der Spannungshub (K/A) der unteren Röhre ist bei gleichen Strom in die Last etwas höher. Mit einem R(k) an der oberen Anode werden die Verhältnisse Katode zu Anode der beiden Röhren wieder symmetrisch. Mit oder ohne oberen R(k), in der Praxis ist kein Klangunterschied feststellbar. Nur die Simu zeigt den wöönzigen Unterschied.

Gruß

Hallo,
ich habe mal ein wenig mit µ-Folgern gearbeitet.. Bedingt dadurch, dass das obere System auf ungefähr 200V liegt, werde ich es so machen, dass ich ( bei Verwendung von ECC88 ) eine Röhre als 2 untere Systeme (also Stereo) und die andere die beiden oberen Systeme darstellt. Die Röhre hat ja eine interne Schirmung zwischen den Systemen.. dadurch sollte doch das Kanalübersprechen verhindert werden, oder?

Grüße, Thomas