Sekundärseitige DC-Offset Kompensation / RKT als Ausgangsübertrager (SE)

Wenn Du anstelle einer ECC832 ein etwas stärkeres Endrohr nimmst, z.B. eine Kombi ECC83 mit ECC99 oder eine ECL8x oder was auch immer, kannst Du das Signal ohne Übertrager auskoppeln. Damit löst Du sämtliche deiner Probleme. Diese Lösung ist ohne Übertrager günstiger, allerdings wird es u.U. schwierig, damit KH mit nur 32 Ohm zu betreiben, zumindest wenn sie stromhungrig sind.

Servus Steffen,

wie schon geschrieben, wäre eine etwas dickere Endröhre (oder zwei parallelgeschaltete Triodensysteme z.B. einer ECC88) nicht schlecht - auch bei Übertragerbetrieb.

Ringkerntrafos reagieren sehr empfindlich auch auf kleine Gleichstromkomponenten auf dem Kern. Kompensation mit einem Stromspiegel kann gut funktionieren, wenn:

• die beiden Wicklungen (Nutzwicklung und Kompensationswicklung) GENAU identisch sind (Windungszahl, ohmscher Widerstand etc.). Das läuft auf einen 2 x 115[V] RKT raus - und solche Dinger gibt's durchaus als Katalogware von der Stange.
  
• Der Stromspiegel auch wirklich ein solcher ist (der Wortteil "Spiegel" beschreibt die erforderliche Symmetrie schon recht gut): Absolut identische Transistoren (gematchtes Paar - noch besser: beide in einem Gehäuse), absolut identische Emitterwiderstände usw.
  
• Besser wäre es, statt des Simpel-Stromspiegels einen "erweiterten Wilson-Stromspiegel" zu verwenden - der braucht vier Transistoren und ist erheblich genauer. Grundsätzlich hab' ich mich zu dem Thema schonmal hier ausgelassen: http://www.hifi-foru...read=3719&postID=8#8
  
• Wenn man alle Spannungen, die über dem Stromspiegel abfallen, so niedrig wie irgend möglich hält (so daß die Verlustleistungen klein bleiben), dann könnte es sein, daß man das bei einem Kopfhörerverstärker mit zwei (gut gekühlten) BCV61 Transistorpärchen (die perfekt gematcht sind) aufziehen kann: https://assets.nexperia.com/documents/data-sheet/BCV61.pdf
  
• Wenn der Kathodengleichstrom über den Stromspiegel in die Kompensationswicklung gespiegelt werden soll, dann ist dafür zu sorgen, daß der Stromspiegel (auch und gerade bei den tiefsten Frequenzen) nur die Gleichstromkomponente und keinesfalls den Signalwechselstrom "sieht". Würde auch der Signalwechselstrom mit gespiegelt werden, dann würde dieser ebenfalls kompensiert - mit der Folge, daß an der Sekundärwicklung kein Nutzsignal mehr rauskommt.
  

Grundsätzlich ist der Ansatz mit einem Übertrager nicht schlecht (und einem Kathodenfolgeransatz o.ä. mit Koppelkondensator vorzuziehen), weil erstens eine wirklich saubere und sichere galvanische Trennung besteht, man die Sekundärwicklung deswegen zur zusätzlichen Sicherheit auch noch einpolig erden kann und damit Impedanzverhältnisse möglich sind, bei denen auch ein 32[Ohm] Kopfhörer keine Klimmzüge erfordert.

Auch die Verwendung von hundsgewöhnlichen Standard-Ringkernnetztrafos als Ausgangsübertrager ist durchaus einer näheren Betrachtung wert, auch wenn da die Meinungen und Ansichten recht weit auseinandergehen.....wichtig ist jedoch, was hinten rauskommt. Und da ist es bei Ringkerntrafos einfach so, daß prinzipbedingt auch für Netztrafos relativ "edle" Materialien und auch für Audio gut passende Wickeltechniken verwendet werden müssen - also: nicht entmutigen lassen.....Versuch macht kluch. Theoretisiert wird da von den Antagonisten eines solchen Ansatzes ("kann gar nicht funktionieren") oft gerne und viel - jedoch, wie heißt es so schön schon im Faust 1 im Studierzimmer: "Grau, teurer Freund, ist alle Theorie". Und deswegen hab' ich das schon vor vielen Jahren mal ausprobiert und nachgemessen, d.h. ich glaube halbwegs zu wissen, von was ich da rede. Mein Avatar seit Forums-Urzeiten - hier mal in groß:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200725/56r7jsow.jpg

Das ist der Frequenz- und Phasengangplot einer meiner Röhrenbaustellen: Gleichstromfreier Ringkernnetztrafo als Ausgangsübertrager - 4 x EL34 in H-Brückenschaltung (als Triode geschaltet) in Klasse A (Plot aufgenommen bei 10[W] in 8[Ohm]). Der steile Abfall (und die Spitze) bei <15[Hz] ist dem Meßverstärker (UPGR) geschuldet - der ca. 0,2[dB] große "Buckel" bei ca. 9,5[kHz] ist die Streuspitze (Resonanzfrequenz) des Ringkernnetztrafos. Frequenzgang bei 10[W] Ausgangsleistung (bezogen auf 1[kHz] = +/-0[dB]; vertikal: 0,5[dB/Div]):

• +0,1[dB] / -0,2[dB]: 20[Hz] bis 10[kHz].
  
• +0,1[dB] / -0,5[dB]: 16[Hz] bis 20[kHz].
  
• +0,1[dB] / -1,0[dB]: 16[Hz] bis 50[kHz].
  

Der Klirr bleibt bis 17[W] Ausgangsleistung im gesamten Frequenzbereich deutlich unter 1%, bei 22[W] Ausgangsleistung steigt er bis auf 5% an. Eine globale "Über-alles"-Gegenkopplung gibt es nicht. Für einen Ringkernnetztrafo sind das durchaus ordentliche Werte - und: an Canton ERGO 91DC klingt die Musik, die da rauskommt, für meine Ohren auch absolut erfreulich (irgendwelche verschwurbelten Klangbeschreibungen erspar' ich mir und Dir jetzt - dazu hör' ich nicht mehr gut genug und dazu sind auch die akustischen Raumbedingungen hier alles andere als optimal).

Was bei der Verwendung von Ringkernnetztrafos als Ausgangsübertrager unbedingt zu beachten ist: Die Dinger sind für 50[Hz] Netzfrequenz gemacht - und auch 5% Klirr spielen in der Netztrafoanwendung keine Rolle. Wenn man also klirrarm mit der Frequenz sehr viel weiter runter will, muß der RKT leistungsmäßig DEUTLICH überdimensioniert werden (für 20[W] Ausgangsleistung ist man da ruck-zuck bei einem 160[VA]-Trafo (oder größer)). Das spielt auch beim Leistungsniveau eines Kopfhörerverstärkers eine größere Rolle, als man glaubt - wegen der Primärleerlaufinduktivität (dazu weiter unten mehr).

Der induktive Blindwiderstand der Primärwicklung des Ringkernnetztrafos (dessen dazugehörige - in aller Regel stark frequenzabhängige - Induktivität zugegebenermaßen recht schwierig und nur mit "echten" Meßgeräten des Kalibers "große Kanone" halbwegs genau zu messen ist) sollte bei der niedrigsten Nutzsignalfrequenz mindestens das 5-fache des R(a) betragen. Bei Deinem genannten R(a) von 25[kOhm] wäre das bei z.B. 20[Hz] ein induktiver Blindwiderstand der Primärwicklung von ca. 125[kOhm]. Das entspräche einer Primärleerlaufinduktivität von ca. 1.000[H] (ja, 1[kH]!). Solche Ringkernnetztrafos gibt es nicht.

Das allererste, was man beim Einsatz von Ringkernnetztrafos als Ausgangsübertrager also tun muß, ist die Anschaltung einer möglichst niederohmigen Endstufe - deswegen sprach ich ja vorher von niederohmigen Trioden bzw. auch noch von deren Parallelschaltung. Viel größer als ca. 3[kOhm] sollte R(a) nicht sein, wenn man mit handelsüblichen Ringkernnetztrafos ordentlichen und klirrarmen Tiefbaß haben will - dann kommt man mit den üblichen ca. 20[H] bis ca. 40[H] Primärleerlaufinduktivität vieler Ringkernnetztrafos hin. Auch aus diesem Grund kann es sich lohnen, auf den ersten Blick "viel zu große" Ringkernnetztrafos als Ausgangsübertrager zu wählen: Die haben einen größeren Kernquerschnitt und bringen deswegen bei gleicher Primärwindungszahl deutlich mehr Primärleerlaufinduktivität auf die Waage. Und: ein größerer Trafo fährt seinen (ebenfalls größeren) Kern auch nicht ganz so leicht schon mit kleinsten Gleichströmen in die Sättigung.

Eine ganz nette Röhre - die auch nicht teuer und gut verfügbar ist - ist die russische 6C19 (bzw. 6S19): https://tubedata.altanatubes.com.br/sheets/113/6/6S19P.pdf https://www.ebay.de/...1:g:Yi4AAOSw5wRdCNtl . Die hat ein Zirkoniumgetter, der nicht so schön silbrig glänzt. Diese Röhre ist schön niederohmig (R(i) ca. 400[Ohm]), was die Ringkernnetztrafogeschichte sehr erleichtert. Allerdings hat sie natürlich (als strompotente Längsreglerröhre) eine sehr geringe Spannungsverstärkung - die Spannungsverstärkung muß also die Vorstufe liefern (die man hierzu ggf. mit einer 600[H] Anodendrossel von Reinhöfer betreiben kann, falls man keine halbleiterisierte Konstantstromquelle in die Anodenleitung hängen will). Diese Röhre kann auch durchaus Leistung - aber: man muß ja weder Leistung noch Niederohmigkeit dieser Röhre bis zum Anschlag ausnutzen - es spricht ja gar nichts dagegen, mit einer höheren Impedanz als vom R(a) vorgegeben an die Anode zu gehen - der Klirrfaktor sinkt durch eine solche Maßnahme.

Mit solch niederohmigen Röhren kommt man bei Verwendung von Ringkernnetztrafos mit recht geringen Primärleerlaufinduktivität aus. Das hat noch einen anderen Vorteil: Wo weniger Windungen drauf sind, gibt es auch eine geringere Parasitärkapazität in der Wicklung - d.h. die Resonanzfrequenz (= Streuspitze) des Ringkernnetztrafos veschiebt es frequenzmäßig nach oben.

Also, nochmals: Versuch macht kluch - und: nicht entmutigen lassen, wenn nicht alles sofort klappt. Was allerdings bei einem solch "artfremden" Einsatz eines Bauelementes schon wichtig wäre: Wenn man halbwegs qualifiziert messen könnte, was man da eigentlich tut.......

Grüße

Herbert

Hallo RoA,

Dank Dir für Deine Antwort. Ich hatte in meinem Eingangspost vergessen zu erwähnen, dass ich nicht auf OTL hinaus wollte. Mit dem Konzept hatte ich mich schon eine Weile befasst und bin letzt endlich bei der 6080 / 6AS7G in Anodenbasisschaltung "gelandet" in Verbindung mit einer ECF82 für eine zweistufige Vorstufe. Zusammen mit einer rel. starken globalen Gegenkopplung zur zusätzlichen Senkung des dyn. Innenwiderstandes kann ich mit dem Amp auch 32 Ohm Kopfhörer ordentlich antreiben. Allerdings ist der Amp dann doch etwas größer geworden ( Klick).

Diesmal sollte es unbedingt kleiner und unaufwändiger werden und sozusagen back-to-the-tube-roots, daher der Ansatz mit Ausgangsübertrager.


Hallo Herbert,

hab vielen Dank für Deinen sehr ausführlichen Beitrag.

Da bin ich ja mit den RKT als AÜ bei Dir gold-richtig. Einen etwas älteren, aber dennoch interessanten Thread von Dir, der sich mit der Primärinduktivität an Ausgangsübertragern (ganz allgemein) befasst, hatte ich hier gefunden. Dort hattest Du schon auch (schon) geschrieben, " ... dass der Wechselstromwiderstand (der induktive Blindwiderstand) der Primärwicklung eines Ausgangsübertragers bei der untersten zu übertragenden Frequenz den ca. fünf- bis zehnfachen Wert der Nennprimärimpedanz dieses Übertragers haben soll. ..."
Also komme ich da wohl mit meinem Ra von 25 kOhm der ECC82 (in der ECC832) nicht wirklich weit. 1000 Henry als Primärinduktivität erscheinen doch ziemlich unrealistisch. Dies bedeutet aber eigentlich auch, dass man ich mich von kleinen, stromarmen Röhren auch beim Einsatz eines Ausgangsübertragers (also nicht nur bei OTL) "verabschieden" muss. Ich denke mal selbst klassisch aufgebaute und sehr teure Ausgangsübertrager mit Luftspalt erreichen eine derartige Primärinduktivität auf keinen Fall. Irgendwie hatte ich immer gehofft mit kleinen Röhren (ECC82 und Co) einen kleinen (und nicht all zu teuren) Kopfhörerverstärker bauen zu können, aber scheinbar geht das weder mittels OTL noch mit einem Ausgangsübertrager so "wirklich" bzw. "unaufwändig".

Die E(/P)CC88 liegt aber noch in "meiner" Kategorie "kleine Röhre". Schaltet man zwei Röhrensysteme parallel käme man auf einen Ra von ca. 5 kOhm. Rechne ich mit 25 kOhm (x5) weiter, so erhalte ich für eine untere Grenzfrequenz von 20 Hz eine Primärimpedanz von 20 Henry (L[Henry] = R(a)[Ohm]/(2 x Pi x L[Henry]). Das klingt schon mal deutlich einfacher als Übertrager zu realisieren. Einen Ra von 5kOhm könnte ich sicher auch mit einer PCL82 erreichen, das hätte den Vorteil, dass ich nur 2 Röhren bräuchte. Die 6C19 schaue ich mir auch noch mal näher an.

Hier hat auch noch Jemand eine kleine Übersicht zu Impedanzen an Ausgangsübertragern zusammen gestellt.

Im µC-Forum habe ich einen recht interessanten Thread zum Thema Sekundärseitige Kompensation der Vormagnetisierung an einem Ringkerntrafo (als Ausgangsübertrager) gefunden (Klick).
Eine Schaltung für eine Konstantstromquelle, bei welcher noch relativ geschickt die DC-Röhrenheizung einbezogen wurde, gibt es auch (Klick). Allerdings wird hier nicht in Abhängigkeit vom Kathodenstrom (DC) geregelt sondern auf einen fest eingestellten Wert.

Ich habe heute am "fliegenden" Küchentisch-Testaufbau auch ein paar "Messungen" durchgeführt (wieder meine DSO138 Schätzeisen, aber besser als Nichts) ...

Nachfolgendes Foto zeigt die Signalverläufe bei einer Signalgeneratorfrequenz von 20 Hz am Ein- und Ausgang des Röhrenverstärkers (RKT 230V zu 30V (30VA) als AÜ, eine 30V-Wicklung für das sekundäre Ausgangssignal (600Ohm Last), die andere 30V-Wicklung dient als Kompensationswicklung (LM317 als CCS))



Man erkennt gut, dass das Ausgangssignal sowohl bei Unter- als auch bei Überkompensation stark verformt wird. Bei idealer Kompensation sieht das Ausgangssignal eigentlich ganz gut aus, zumal der 30VA-RKT von Abmaßen und Gewicht noch rel. kompakt ist (Durchmesser: 70mm, Höhe: 33mm, Gewicht: 420Gramm).

Ohne Kompensation sieht das Ganze so aus ...



Bei 20 Hz kann man nicht mehr von Signalübertragung sprechen.

Dann habe ich mal den Kompensationsstrom auf einem guten Wert (64,6mA) gehalten und die Amplitude des Eingangssignales variiert. Es sind nur sehr leichte Signalverformungen erkennbar, aber eben vorhanden.




Zurück zur Kompensations"geschichte" ... Vermutlich wird es dann doch auf eine primärseitige Kompensation hinauslaufen, d.h. auf einen RKT primärseitig mit 2x115V. Durch die höhere Spannung, die ich dann zur Kompensation habe, ist der Strom vermutlich genauer einstellbar. Und die beiden Primärwicklungen sind halbwegs identisch, wenn man von einer Industrieproduktion der RKT ausgeht. Sekundär würde ich dann meine Kopfhörerwicklungen mit Anzapfungen dazu wickeln. Die vorhandenen Sekundärwicklungen vorher entfernen.

Was ich nun schwer abschätzen kann, wie genau die CCS arbeiten muss und welchen Einfluss der Mittelwert des Nutzsignales hat, der zusätzlichen zum DC-Bias wirkt. Auch kann ich schwer sagen, wie sich der DC-Bias mit der Röhrenalterung verschiebt (bei automatischer Ruhestromeinstellung über einen Kathodenwiderstand).
Wären beide Einflüsse nicht so immens, könnte ich im einfachsten Fall (wenn ich unter 10mA) bleibe, 4 Netzteile mit LR8 basteln (für die Anodenspannung eine (je Kanal 1x) sowie für die Kompensationsspannung in Verbindung mit einem ohmschen Widerstand (je Kanal 1x). Aber hier hätte ich dann keine aktive Kompensation. Vermutlich ist dann der Stromspiegel besser, nur muss ich hier schauen, wie ich eine CCS realisiere, die hochvolttauglich ist. Eventuell kann ich den LND150, der gern in Röhrenapplikationen verwendet wird.

Den Wilson-Stromspiegel schaue ich mir noch genauer an (interessant, dass es mit dem BCV61 quasi Stromspiegel schon "fertig" gibt). Die scheint es nur in SMD-Form zu geben?

Was ich noch überlegt habe ... Wie wäre es die Endstufe in Kathodenbasisschaltung zu verwenden ? ... Aber hier hätte ich dann Leistung über einem ohmschen Rk zu "verbraten" und muss das Nutzsignal über einen Kondensator an der Kathode auskoppeln. Wahrscheinlich ist das dann auch nicht die beste Idee, auch weil ich wegen der Stromaufteilung wieder weniger Nutzsignal am Übertrager habe. Dafür allerdings verhältnismäßig niederohmig.

Dein Avatar-Bodeplot ist natürlich beeindruckend , insbesondere, wenn man weiß, dass dies an einem RKT als Übertrager entstanden ist. Also wenn ich so etwas für 100mW an meinem Kopfhörer hätte, wäre ich mehr als happy. :-)

Bis hier hin erst einmal.

Viele Grüße
Steffen

PS: Wegen der artfremd eingesetzten Bauelemente und Messen ... Hier liegen leider deutlich Defizite bei meiner mobilen "Küchentisch"ausrüstung vor. Leider verfüge ich nur über einen selbstgebauten Wien-Brücken-Frequenzgenerator und die DSO-138-"Scope"-Schätzeisen. Damit kann ich Tendenzen erkennen aber Messen im eigentlichen Sinne leider nicht. Hinzu kommt noch ein Komponententester (GM328A) sowie 2 Multimeter. Ein ARTA-System mit externen USB ADC/DAC ist auch noch da, aber dass baue ich nur selten auf, weil es zusammen mit dem Notebook den Küchentisch alleine einnimmt.
Hier dazu mein Versuchsaufbau am Küchentisch mit dem RKT mit zusätzlichen Wicklungen (ich hatte zwei Wicklungen noch aufgebracht: 1x für einen 50Ohm Hörer und 1x als GK-Wicklung).

Servus Steffen,

Ste_Pa (Beitrag #4) schrieb:

Die E(/P)CC88 liegt aber noch in "meiner" Kategorie "kleine Röhre". Schaltet man zwei Röhrensysteme parallel käme man auf einen Ra von ca. 5 kOhm. Rechne ich mit 25 kOhm (x5) weiter, so erhalte ich für eine untere Grenzfrequenz von 20 Hz eine Primärimpedanz von 20 Henry (L[Henry] = R(a)[Ohm]/(2 x Pi x L[Henry]).

Ich komm' bei 20[Hz] und einem X(L) von 25[kOhm] auf ca. 200[H]. Wie schon weiter oben geschrieben, habe ich bei einem Schwung RKTs Primärleerlaufinduktivitäten in der Gegend von 20[H] bis 40[H] gemessen - und das war auf der 230[V] Wicklung. Bei 2 x 115[V] hat jede der beiden Teilwicklungen nur noch ca. 1/4 der Induktivität. Ein System der ECC88 wird in den diversen Datenblättern übrigens mit einem R(i) von 2,6[kOhm] angegeben. Schaltet man zwei davon parallel, landet man bei ca. 1,3[kOhm]. Setzt man R(i) = R(a), dann kann man mit dieser Niederohmigkeit schon was anfangen (1,3[kOhm] x 5 = ca. 6,5[kOhm] - das entspricht bei 20[Hz] einer Primärleerlaufinduktivität von ca. 52[H]. Gibt man sich mit einem Faktor von 3x zufrieden (Musik besteht ja nicht nur aus verzerrungsärmstem Tiefstbaß) und hebt die untere Frequenzgrenze auf 30[Hz] an, dann sinkt bei 1,3[kOhm] die erforderliche Primärleerlaufinduktivität auf ca. 20,7[H] - damit landen wir dann ungefähr im Bereich der Primärwicklung handelsüblicher Ringkernnetztrafos.

Sekundär würde ich dann meine Kopfhörerwicklungen mit Anzapfungen dazu wickeln. Die vorhandenen Sekundärwicklungen vorher entfernen.

Warum denn die vorhandenen Sekundärwicklungen nicht nutzen? 2 x 115V RKTs gibt es mit Ausgangsspannungen von 2 x 6V bis mindestens 2 x 24V - durch entsprechende Serien- oder Parallelschaltung der Sekundärwicklung läßt sich damit ein Ausgangsspannungspektrum von 6[V] bis 48[V] darstellen. Bezogen auf eine 115[V] Primärwicklung lassen sich damit Impedanzuntersetzungsverhältnisse von ca. 1:6 bis ca. 1:367 abbilden. Bei 1:367 (2 x 6[V] parallel) würde die Röhre bei einem 32[Ohm] Kopfhörer ca. 11,7[kOhm] sehen - bisserl hochohmig, aber wir können ja z.B. auch auf 2 x 18[V] parallel gehen - dann erscheint ein 32[Ohm] Kopfhörer mit ca. 1,3[kOhm] an der Anode......das braucht dann schon eine etwas niederohmigere Triode. Hier gibt es ein weites Feld zum Experimentieren.

Ich selbst würde, wenn ich eine gewisse Übertragerqualität haben möchte, keine zusätzlichen Wicklungen selbst aufbringen - eine professionelle Wickelqualität (und damit einen möglichst hohen Kopplungsgrad, eine möglichst geringe Wicklungskapazität, eine möglichst vollständige Kernausnutzung usw. kriegt man meiner Erfahrung nach mit manuellen Heimbastelmethoden einfach nicht hin).

Zurück zur Kompensations"geschichte" ... Vermutlich wird es dann doch auf eine primärseitige Kompensation hinauslaufen, d.h. auf einen RKT primärseitig mit 2x115V. Durch die höhere Spannung, die ich dann zur Kompensation habe, ist der Strom vermutlich genauer einstellbar. Und die beiden Primärwicklungen sind halbwegs identisch, wenn man von einer Industrieproduktion der RKT ausgeht. . . . Was ich nun schwer abschätzen kann, wie genau die CCS arbeiten muss und welchen Einfluss der Mittelwert des Nutzsignales hat, der zusätzlichen zum DC-Bias wirkt. Auch kann ich schwer sagen, wie sich der DC-Bias mit der Röhrenalterung verschiebt (bei automatischer Ruhestromeinstellung über einen Kathodenwiderstand).

Ich würde hier als Versuch mal eine ganz einfache Methode ausprobieren, die völlig ohne zusätzliche aktive Elektronik auskommt: Beide (identischen) 115[V] Primärwicklungen ANTISERIELL in Serie schalten. Dann parallel zu EINER der beiden 115[V] Primärwicklungen einen wirklich großen Elko (viele hundert bis einige tausend Mikrofarad) schalten (der muß keine besonders große Spannungsfestigkeit haben - 63[V]DC sollten da reichen). Diese Gesamtanordnung nun in die Anodenleitung der Endröhre legen. Hierdurch werden beide Primärwicklungen mit Sicherheit und unter allen Betriebsbedingungen (Röhrenalterung usw.) immer vom exakt identischen Anodengleichstrom durchflossen - und da sie antiseriell geschaltet sind, hebt sich die Kernmagnetisierung durch die beiden gegensinnigen Gleichströme auf. Der Anodenwechselstrom fließt jedoch nur durch eine der beiden 115[V] Primärwicklungen, weil die andere Primärwicklung ja durch den Kondensator wechselstrommäßig kurzgeschlossen ist.

Wichtig ist bei dieser Anordnung allerdings unbedingt, daß der Verstärker auf seiner Sekundärseite jederzeit mit einer vernüftigen reellen Last abgeschlossen ist. Hängt an der Sekundärseite keine Last dran, dann wirkt die Parallelschaltung aus Primärteilwicklung und Kondensator wie ein Parallelschwingkreis (sehr niedriger Frequenz), der in Serie zu einer Röhre mit (einer als Stromquelle wirkenden) Anodendrossel (die andere Primärteilwicklung) liegt. Was da dann bei Aussteuerung passiert (d.h. wie groß die Resonanzüberhöhung und damit ggf. die Überschläge im Übertrager und im Elko sind), kann ich nicht genau abschätzen.....das hängt u.a. stark von der Güte der Bauelemente ab (die sicher nicht sehr hoch ist).....aber anschauen muß man sich dieses Szenario in jedem Fall.

Den Wilson-Stromspiegel schaue ich mir noch genauer an (interessant, dass es mit dem BCV61 quasi Stromspiegel schon "fertig" gibt). Die scheint es nur in SMD-Form zu geben?

Richtig, die gibt es nur in SMD - und bei ca. 30[V] ist da auch Schluß.

Was ich noch überlegt habe ... Wie wäre es die Endstufe in Kathodenbasisschaltung zu verwenden ? ... Aber hier hätte ich dann Leistung über einem ohmschen Rk zu "verbraten" und muss das Nutzsignal über einen Kondensator an der Kathode auskoppeln. Wahrscheinlich ist das dann auch nicht die beste Idee, auch weil ich wegen der Stromaufteilung wieder weniger Nutzsignal am Übertrager habe. Dafür allerdings verhältnismäßig niederohmig.

Du meinst sicher einen Kathodenfolger - also eine Anodenbasisschaltung. Kann man machen - da die Spannungsverstärkung allerdings nur ca. 1 ist, muß die GESAMTE Spannungsverstärkung von der Vorstufe aufgebracht werden. Und: Die Impedanzwandlung wird ja vom Trafo gemacht - da ist ein Kathodenfolger (zumindest bei den hier zur Diskussion stehenden Spannungen und Strömen) als weiterer Impedanzwandler eher "Hosenträger, Gürtel und Fallschirm".

Grüße

Herbert

So, ich hab' jetzt mal diesen Kameraden da:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200725/64tmnq9m.jpg

mit den mechanischen Daten:

• Außendurchmesser: ca. 91[mm]
  
• Innendurchmesser: ca. 32[mm]
  
• Höhe: ca. 35[mm]
  
• Gewicht: 933,4[g] (Waage: Mettler PE11)
  

mit leicht anspruchsvollerem "Hobby"-Equipment vermessen:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200725/797pq6vu.jpg


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200725/vditk289.jpg

Die Meßdaten muß ich noch aufbereiten - wenn das erledigt ist, stelle ich sie hier rein.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

hab wieder vielen Dank für Deine Ausführungen.

... Ich komm' bei 20[Hz] und einem X(L) von 25[kOhm] auf ca. 200[H] ...

Da hast Du natürlich Recht, hab mich da um eine Zehnerpotenz vertan.

Ist denn die Regel, dass der induktive Blindwiderstand der Primärwicklung eines Ausgangsübertragers bei der untersten zu übertragenden Frequenz den ca. fünf- bis zehnfachen Wert der Nennprimärimpedanz dieses Übertragers haben soll, auch im unteren Leistungsbereich anzuwenden ? Wie gesagt meinen Kopfhörern genügen 100mW eigentlich voll und ganz. Dies ist in Relation zur Leistung, die der RKT als Netztrafo leisten kann (z.B. 30VA) ja eher sehr bescheiden.
Die Preisunterschiede zwischen 10VA und 50VA RKT sind nur marginal (bzw. manchmal gar nicht vorhanden), so dass ich im Prinzip auch einen 30VA oder sogar 50VA-RKT einsetzen könnte. Der Primärinduktivität hilft das sicher. Mein Schätzeisen meinte ja zum 30VA-RKT 75H auf der 230V-Primärwicklung sowie beim 10VA-RKT 25H als Primärinduktivität. Auch wenn die Werte so sicher nicht richtig sind, wegen dem unzureichenden "Meß"gerät (besser "Schätzeisen"), kann man sicher konstituieren, dass mit höherer Leistungsauslegung die Primärinduktivität steigt.

Die Betrachtung der Primärinduktivität bezogen auf Ra und die untere Grenzfrequenz hatte ich bisher bei meinen Bastelein so noch gar nicht vollzogen und bin eigentlich lediglich von den Impedanzverhältnissen in Verbindung mit dem Übersetzungsverhältnis ausgegangen, wahrscheinlich ein beliebter Anfängerfehler, zu mal bei so einigen Ausgangsübertragern die Induktivitäten nicht angegeben sind.

... Warum denn die vorhandenen Sekundärwicklungen nicht nutzen? ...

Ursprünglich dachte ich, wenn ich sekundär neu wickle und dazu auch nur dünnen Cu-Lackdraht (d=0,15mm) einsetze, dass ich dadurch eine bessere Kopplung zu den Primärwicklungen habe und auch eine höhere Sekundärimpedanz. Vom Werk aus entspricht der Drahtquerschnitt der Sekundärwicklungen ja dem max. entnehmbaren Strom und ist in jedem Fall deutlich höher als 0,15mm. Zum anderen wollte ich rel. genau anpassen, an vier Gruppen von Kopfhörern ... 32 Ohm, 64 Ohm, 300 Ohm und 600 Ohm (meine AKGs).
Aber Du hast in jeden Fall Recht, dass das Wickeln am Küchentisch immer ein etwas heikles Unterfangen ist, wenn man jede Windung einzeln aufbringt und mit einem "Schiffchen" immer fädelt. Dadurch sind die Windungsabstände bzw. Wickelzwischenräume nie exakt gleich, auch die Richtung der Wickel geht ab und an wieder ein Stück zurück oder zu weit vor. Bei meinen DIY-Netztrafos war das in Summe nicht so "schlimm", sofern am Ende die Spannungen passten und der Trafo insgesamt unter Last halbwegs kühl blieb. Beim Einsatz des RKT als Ausgangsübertrager wird die Qulität der Wicklungen schon mehr "ins Gewicht fallen", zumal ich ja zwei rel. gleiche RKT-Wickel benötige, wegen dem Stereo-Betrieb.

Ich habe mal mein Excel bemüht und die Impedanz-Kombinationen bei gängigen Spannungsverhältnissen an Standard-RKT mal ausrechnen lassen. Man kann hier in der Tat Einiges machen (2x 18V oder 2x 22V) erscheinen mir für mein Vorhaben am geeignesten. Das deckt zwar nicht alle vier ursprünglich geforderten Bereiche exakt ab, insbesondere beim 600 Ohm KH passt es nicht mehr so ganz, wenn gleichzeitig auch die 32 Ohm gefodert sind. Aber wahrscheinlich kann man mit etwas Fehlanpassung bei einem Kopfhörerverstärker durchaus "leben". Und man spart sich die "undankbare" Arbeit der Hand-Wickelei.



In Bezug auf die Röhren favorisiere ich gerade die PCL82 (auch weil ich von denen noch 2 Stück hier habe). Ich erhalte, wenn ich die Endpentode der PCL82 als Triode schalte einen Ra von ca. 1 kOhm. Anbei mal eine mögliche Lage der Arbeitsgerade ... Ich will das nacher noch in LT Spice simulieren, um festzustellen, ob die Arbeitsgerade (bzw. die PCL82 generell) so für mein Vorhaben anwendbar ist.



Vielen Dank für den Tipp mit dem Antiseriell-Schalten beider 115-V-Wicklungen in Verbindung mit dem Elko. Jetzt wo ich das lese erinnere ich mich sogar, dass ich das irgendwo schon mal gesehen habe, aber zum damaligen Zeitpunkt nicht so recht einordnen konnte.
In besagten µC-Forum-Thread gibt es auch ein Bild zu der Anordung, als Gegenüberstellung zu einer Parafeed-Variante (Klick). Hier ist allerdings noch eine Drossel in die Zuleitung zur Kompensationswicklung vorgesehen.

Die Lösung der Antiseriell-Schaltung der 115V-Wicklungen in Verbindung mit dem Elko erscheint mir sehr gut, da ich damit wieder näher an meinem Ausgangszeil, einen "einfachen" Amp (ohne viel Zuatzelektronik) zu basteln, bin.

... Du meinst sicher einen Kathodenfolger - also eine Anodenbasisschaltung ...

Jep, ganz genau ... war doch etwas spät gestern für mich.

Im Röhrensonderheft Nr 6 (elektor) wurde mal eine Schaltung für einen KHV vorgestellt, welche als Endröhre eine 7591S als Kathodenfolger betreibt und an der Kathode über einen Auskoppel-Kondensator einen Übertrager (Experience electronics E-1220) ansteuert. Aber die besagte Schaltung erscheint mir mit 6 Röhren für Stereobetrieb an sich schon sehr "oversized" und unabhägnig vom teuren Spezialübertrager gänzlich außerhalb von meinem Budget.
Deine Erklärungen in Bezug auf Kathodenfolger, Impedanzwandlung und nochmaliger Impedanzwandlung durch den AÜ leuchten auf jeden Fall ein.

Dein "leicht anspruchsvolleres "Hobby"-Equipment" sieht ja auf jeden Fall schon mal sehr beeindruckend aus. Die aufbereiteten Messdaten würden mich auf jeden Fall sehr interessieren.

Viele Grüße
Steffen

Servus Steffen,

Ste_Pa (Beitrag #7) schrieb:

Die Lösung der Antiseriell-Schaltung der 115V-Wicklungen in Verbindung mit dem Elko erscheint mir sehr gut, da ich damit wieder näher an meinem Ausgangszeil, einen "einfachen" Amp (ohne viel Zuatzelektronik) zu basteln, bin.

Diese Idee von mir ist bei näherer Betrachtung eine völlige Schnapsidee - aber ich schau' mir das aber noch mal näher an. Begründung: Was ich gestern völlig außer acht gelassen habe, ist die Rückwirkung - d.h. der durch die Wechselspannung periodisch ummagnetisierte Trafokern "sieht" diese durch eine Kapazität überbrückte Primärwicklung als eine kurzgeschlossene Sekundärwicklung........wäre ja auch zu einfach gewesen. Also muß man an diese zweite Primärwicklung mit einer sehr hochohmigen DC-Stromquelle ran, damit sie NF-mäßig leerläuft - genau das bezweckt auch eine Seriendrossel hinreichend großer Induktivität.

Zum Thema Anpassung: Nein, die Sekundärwicklung muß impedanzmäßig nicht an den Kopfhörer angepaßt sein - wir sind ja hier nicht in der HF-Technik. Wenn die Ausgangsimpedanz des Kopfhörerverstärkers niedriger ist, also die niedrigste vorkommende Kopfhörerimpedanz, ist das sogar gut, weil der Kopfhörer dann durch den Verstärker bedämpft wird und weniger akustisches Eigenleben (speziell im Baßbereich) produziert. Wenn eine doppelte Sekundärwicklung vorhanden ist, kann man ja durch deren umschaltbare Serien- oder Parallelschaltung die Ausgangsimpedanz um den Faktor 1:4 veränderbar machen - dann kann man durch Umschalten die klanglichen Effekte direkt hören (sofern da überhaupt was hörbar ist).

Ich hab' jetzt noch einen zweiten, kleineren (50[VA]) RKT ins "Meßrennen" geschickt (interessiert mich selbst auch) - ich hoffe, daß ich die Ergebnisse dieser zwei Meßreihen noch heute dokumentieren und hier reinstellen kann.

Zur ECL82 / PCL82: Wenn das ein schönes und auf lange Sicht wartbares Gerät werden soll, was regelmäßig verwendet werden soll, würde ich dafür entweder Röhrentypen verwenden, die auch heute noch gefertigt werden (wie z.B. die ECC88), oder aber mir einen sehr großen Vorrat dieser Röhren auf Lager legen - Eintakt A (wenn auch mit weniger Leistung) schreit geradezu nach Verschleiß.......

Grüße

Herbert

Na, wenn nichts weiter als eine Kompensation des Gleichstromes erfolgen soll, könnte man doch auch als Konstantstromquelle z.B. eine Pentode (EL84) hernehmen. Als Verstärker eine weitere Pentode (EL84), straff gegengekoppelt niederohmig gemacht. DC-Balance mittels Blumlein Garter.

MfG
DB

Servus DB,

DB (Beitrag #9) schrieb:

DC-Balance mittels Blumlein Garter.

da hatte ich auch schon kurz drüber nachgedacht. Was mich bis jetzt von weiterer, intensiverer Beschäftigung abgehalten hat, sind die (vermuteten) Symmetrieprobleme durch die Röhrentoleranzen, die möglicherweise eine wirksame Restmagnetisierung auf dem Ringkern hervorrufen, die höher ist als das, was der Schaltung noch gut tut.

@ Steffen:

Ste_Pa (Beitrag #7) schrieb:

Ist denn die Regel, dass der induktive Blindwiderstand der Primärwicklung eines Ausgangsübertragers bei der untersten zu übertragenden Frequenz den ca. fünf- bis zehnfachen Wert der Nennprimärimpedanz dieses Übertragers haben soll, auch im unteren Leistungsbereich anzuwenden ? Wie gesagt meinen Kopfhörern genügen 100mW eigentlich voll und ganz. Dies ist in Relation zur Leistung, die der RKT als Netztrafo leisten kann (z.B. 30VA) ja eher sehr bescheiden.

Gute Kopfhörer sind sozusagen "akustische Lupen" - d.h. mit ihnen hört man noch viel, was bei Lautsprechern im Umgebungsgeräusch und in der Raumakustik untergeht. Insofern sollten Kopfhörerverstärker idealerweise wahrnehmbar bessere Eigenschaften als Lautsprecherverstärker haben. Und hier kommt der Ausgangsübertrager ins Spiel: Eine zu geringe Primärleerlaufinduktivität (also ein zu geringer induktiver Blindwiderstand) bedeutet im Endeffekt, daß die Endstufe zu niedrigeren Frequenzen hin einen immer geringeren Lastwiderstand sieht, obwohl sich an der Impedanz des Schallwandlers (z.B. Kopfhörer) gar nichts ändert. Wie stark sich da was hinsichtlich Frequenzgang und Klirrfaktor auswirkt, hängt unter anderem davon ab, welche Effekte in welchem Maß durch eine Über-Alles-Gegenkopplung "eingefangen" werden. Mein genannter Daumenpeilfaktor "fünf bis zehn" bezieht sich auf eine Triodenendstufe, die nicht in eine Über-Alles-Gegenkopplungsschleife eingebunden ist. Wenn man weiß, was man tut und seine Schaltung "im Griff hat", kann man diesen Faktor natürlich auch kleiner ausfallen lassen. Eine größere Induktivität tut in aller Regel auch dem Phasengang am unteren Frequenzgangende gut (den erkauft man sich aber u.U. durch einen schlechteren Phasengang am oberen Frequenzgangende wegen der größeren parasitären Wicklungskapazitäten).

Nur als Informationen vorab zum "Grübeln" schonmal einige Einzeldaten der von mir gemessenen Ringkernnetztrafos (bis das alles in Excel eingetippt ist, wird's noch a bisserl dauern):

• 50[VA] RKT auf der 230[V] Primärwicklung @ 16,0[Hz]: L = 62,4[H]; R = 2,59[kOhm]; X(L) = 6,27[kOhm, |Z| = 6,78[kOhm].
  
• 50[VA] RKT auf der 230[V] Primärwicklung @ 31,5[Hz]: L = 50,1[H]; R = 5,81[kOhm]; X(L) = 9,92[kOhm, |Z| = 11,50[kOhm].
  
• 50[VA] RKT auf der 230[V] Primärwicklung @ 63,0[Hz]: L = 31,0[H]; R = 7,60[kOhm]; X(L) = 12,30[kOhm, |Z| = 14,46[kOhm].
  
• 50[VA] RKT auf der 230[V] Primärwicklung @ 125,0[Hz]: L = 21,1[H]; R = 11,00[kOhm]; X(L) = 16,60[kOhm, |Z| = 19,91[kOhm]
  
• 50[VA] RKT auf der 230[V] Primärwicklung @ 250,0[Hz]: L = 13,7[H]; R = 14,80[kOhm]; X(L) = 21,60[kOhm, |Z| = 26,18[kOhm].
  
• 50[VA] RKT auf der 230[V] Primärwicklung @ 500,0[Hz]: L = 8,43[H]; R = 18,72[kOhm]; X(L) = 26,54[kOhm, |Z| = 32,48[kOhm].
  
• ----------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------
  
• 80[VA] RKT auf der 230[V] Primärwicklung @ 16,0[Hz]: L = 75,5[H]; R = 4,88[kOhm]; X(L) = 7,59[kOhm, |Z| = 9,02[kOhm].
  
• 80[VA] RKT auf der 230[V] Primärwicklung @ 31,5[Hz]: L = 52,6[H]; R = 5,96[kOhm]; X(L) = 10,40[kOhm, |Z| = 11,99[kOhm].
  
• 80[VA] RKT auf der 230[V] Primärwicklung @ 63,0[Hz]: L = 31,0[H]; R = 5,70[kOhm]; X(L) = 12,50[kOhm, |Z| = 13,74[kOhm].
  
• 80[VA] RKT auf der 230[V] Primärwicklung @ 125,0[Hz]: L = 21,0[H]; R = 6,80[kOhm]; X(L) = 16,50[kOhm, |Z| = 17,85[kOhm]
  
• 80[VA] RKT auf der 230[V] Primärwicklung @ 250,0[Hz]: L = 13,1[H]; R = 8,30[kOhm]; X(L) = 20,50[kOhm, |Z| = 22,12[kOhm].
  
• 80[VA] RKT auf der 230[V] Primärwicklung @ 500,0[Hz]: L = 8,32[H]; R = 8,74kOhm]; X(L) = 25,86[kOhm, |Z| = 27,30[kOhm].
  

Der letzte Wert "|Z|" weist den - letztlich für die Schaltung relevanten - Betrag der Impedanz aus ( |Z| = sqrt(R² + (X(L))²) ). Wie man sieht, nehmen sich der 50[VA]- und der 80[VA]-Typ da nicht viel - lediglich bei 16[Hz] hat der 80[VA]-Typ einen deutlichen Vorteil (da ist halt einfach mehr Eisen drin). Zwischen 2[kHz] und 4[kHz] drehen die Reaktanzwerte der Primärwicklungen beider Trafos ihr Vorzeichen ins Negative (bei den Sekundärwicklungen geht das schon früher los) - das heißt, daß dann die kapazitive Komponente der Reaktanz die induktive Komponente überwiegt. Irgendwo zwischen 2[kHz] und 4[kHz] liegt also bei diesen RKTs die Streuspitze (also deren Resonanzfrequenz). Ob die stört oder nicht, hängt von der Höhe und Ausgeprägtheit der Streuspitze ab - bei einer gemessenen Güte "Q" von ca. 0,9 bis 3 bei den Primärwicklungen mache ich mir da allerdings keine großen Sorgen. Soviel mal zu den Idealmodellen der Simulatoren - welche der obigen Wertedatensätze nehmen wir denn nun für die Simulation?

Die durch die numerischen Werte suggerierten Genauigkeiten dürfen einen hierbei nicht in die Irre leiten. Diese Präzision wohnt den realen RKTs keineswegs inne. Nach Anschluß des Prüflings steigen die Meßwerte von Induktivität und Impedanz unisonso erstmal einige Zeit langsam an, um dann ebenso langsam wieder abzufallen und auf einem Wert auszuklingen, der leicht unter den Startwerten der jeweiligen Messungen liegt. Mit rein thermischen Effekten (Drahterwärmung usw.) ist das auf keinen Fall zu erklären - da macht der Ringkern selbst die - magnetische - Musik (die Variation der Meßwerte über mehrere Minuten kann hier bis zu ca. +/-5% betragen).

Das ist alles aber gar nicht soooo wichtig - wichtig ist, was so ein Übertrager im Nutzfrequenzgebiet wirklich überträgt. Auch an diesen Messungen bin ich dran - die muß ich nur händisch machen, weil aus all den automatisierten Halbleitergeneratoren hier einfach nicht genug "Dampf" rauskommt. Da muß also der SRB ran http://www.hifi-foru...hread=105&postID=1#1 - aus dem kommen klirrarm ca. 30[V(eff)] bzw. fast 85[V(ss)] bei durchaus Leistung raus.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

Wow, da hast Du Dir richtig Arbeit gemacht. Vielen vielen Dank! (Das kann ich gar nicht "wieder gut" machen).

Was mir zunächst auffällt ist, dass die Primärinduktivität scheinbar doch nur ausreichend hoch ist, wenn man die 230V Wicklung verwendet. Ansonsten haben wir nur 1/4 der dargestellten Messwerte, was vermutlich zu wenige "Heinriche" sind.
Aber da die Sache mit der "unaufwändigen" Kompensation durch antiserielles Verschalten der zwei 115V-Wicklungen in Verbindung mit dem Elko doch noch eine starke zusätzliche Drossel benötigt, wird sich dieser Ansatz wahrscheinlich eher nicht realisieren lassen. Wenn noch eine Drossel hinzu kommen muss, hat man in Summe IMHO vom Aufwand und Kosten nichts gespart im Vergleich zu einem "richtigen" AÜ.
Damit rückt doch die sekundärseitige Kompensation (ggf. in Verbindung mit einem (Halbleiter-)Stromspiegel) in den Fokus.

Ich werde heute Abend noch etwas zu Ausgangsübertragern bzw. Trafos und deren Ersatzschaltbildern lesen, damit ich Deine Messungen besser für mich einordnen / verstehen kann.

Welche Werte man nun für eine LT-Spice-Simulation verwendet ist eine gute Frage ...

Ich habe mal Folgendes versucht:

• Röhre: PCL82 (die habe ich noch hier liegen und kann damit an meinem Versuchsaufbau relativ einfach testen, ECC88 müsste ich erst kaufen und dann auch das kleine Testboard umbauen, weil noch eine µ-starke Vorröhre hinzu kommen müsste).
  (In Bezug auf die Zukunftssicherheit hast Du aber auf jeden Fall Recht, ECC8X werden ja noch neu hergestellt, im Gegensatz zu PCLXY oder PCC8X.)
  
• Arbeitspunkt den Endröhre (Pentode in Triodenbeschaltung): Ua = 200V, Ia = 20 mA, Ug = -17V
  
• Als Ra habe ich ca. 3,8 kOhm ermittelt (ggf. könnte ich die Versorgungsspannung noch absenken und Ia erhöhen, um Ra weiter zu senken ?).
  
• Für den 600-Ohm-Hörer müsste ich aber ein Übersetzungsverhältnis von ca. 2,6 haben, was bedeutet ca. 230V:90V.
  
• In Bezug auf die "Heinriche" bin ich von 50H zu 7,7H ausgegangen.
  
• Die anderen Trafodaten (Cp, ...) habe ich "gewürfelt". Ich weiß hier leider nicht wirklich, was als realitätsnah einzusetzen wäre.
  
• In der Simulation war noch genügen Spannungsverstärkung für die globale Gegenkopplung da, diese senkt in der Simulation die THD unter 1% (theoretische Berechnung von LT-Spice)
  

Nochmals vielen Dank für Deine Unterstützung.

Viele Grüße
Steffen

Noch ein Nachtrag ...

Folgendes habe ich gerade gefunden ...

"VDV1324SEE Übertrager 24W Ringkern SE AÜ 1,25k ->4 und 8
Beschreibung:
single ended SE output transformer - Eintakt Ausgangsübertrager (PSE)
empfohlene Röhren: 4x EL12N, 3x 6550C, 3x KT88, 3x KT120, 3x 320B xls
Ra=1,25kOhm, Rl=5 Ohm (4-8 Ohm), Ia max=196mA, fu<20Hz, fo>20KHz (-3dB)
Ultralinearanzapfung bei: 40%
passt auch zum BTB EL12-Achtzylinder"

Wie verhält sich die Sache denn hier? Werden hier spezielle Kernmaterialien verwendet, dass ein SE-Einsatz des RKT möglich ist, und die DC Vormagnetisierung "verkraftet" wird ? Einen Luftspalt kann man ja prinzipbedingt in einen Ringkern nur schwerlich einbringen.

Viele Grüße
Steffen

PS: Datenblatt (Klick)

Und noch etwas habe ich gefunden ...

Hier wird eine Pentode verwendet, nur ich verstehe die Zusammenarbeit mit dem Übertrager und der Mittelanzapfung nicht so recht ...

Meine Simulation (diesmal mit PCL85 (hatte gerade kein anderes funktionierenden LT-Spice-Pentoden-Modell von PCLXY-Röhren)) sieht zumindest vielversprechend aus. Kann es sein, dass mit dieser Verschaltung und unter Nutzung des Schirmgitters der Pentode auch eine primärseitige Kompensation der Vormagnetisierung des Übertragerkerns erfolgt ?



Viele Grüße
Steffen

EDIT: Gerade gesehen ... was ich da "gebaut" habe ist die klassische Schirmgittergegenkopplung, hat also keinen Einfluss auf die Vormagnetisierung des Kerns.

Servus Steffen,

Ste_Pa (Beitrag #11) schrieb:

Was mir zunächst auffällt ist, dass die Primärinduktivität scheinbar doch nur ausreichend hoch ist, wenn man die 230V Wicklung verwendet. Ansonsten haben wir nur 1/4 der dargestellten Messwerte, was vermutlich zu wenige "Heinriche" sind. Aber da die Sache mit der "unaufwändigen" Kompensation durch antiserielles Verschalten der zwei 115V-Wicklungen in Verbindung mit dem Elko doch noch eine starke zusätzliche Drossel benötigt, wird sich dieser Ansatz wahrscheinlich eher nicht realisieren lassen. Wenn noch eine Drossel hinzu kommen muss, hat man in Summe IMHO vom Aufwand und Kosten nichts gespart im Vergleich zu einem "richtigen" AÜ. Damit rückt doch die sekundärseitige Kompensation (ggf. in Verbindung mit einem (Halbleiter-)Stromspiegel) in den Fokus.

Ich würde nicht sekundärseitig kompensieren. An das Kriterium zur Ermittlung einer erfolgreichen Kompensation - nämlich den magnetischen Fluß - kommt man meßtechnisch nicht ran - und die Windungszahlen von Primär- und Sekundärwicklung (bzw. deren Verhältnisse) kennt man nicht genau genug. Bei den beiden 115[V] Primärwicklungen kann man dagegen davon ausgehen, daß sie unter dem Aspekt der DC-Kompensation hinreichend identisch sind.

Ste_Pa (Beitrag #12) schrieb:

Folgendes habe ich gerade gefunden ... Datenblatt (Klick) Wie verhält sich die Sache denn hier? Werden hier spezielle Kernmaterialien verwendet, dass ein SE-Einsatz des RKT möglich ist, und die DC Vormagnetisierung "verkraftet" wird ? Einen Luftspalt kann man ja prinzipbedingt in einen Ringkern nur schwerlich einbringen.

Nun, Menno van der Veen war schon immer für Überraschungen gut......aber, gehen wir die Sache mal nüchtern an:

• Die Primärleerlaufinduktivität beträgt 9[H] - daraus resultiert bei 22[Hz] ein induktiver Blindwiderstand von 1,244[kOhm], was ziemlich gut zur spezifizierten Primärimpedanz von 1,243[kOhm] paßt.
  
• Das ist also von Haus aus ein ziemlich niederohmiger Vogel, der wegen seiner geringen Primärimpedanz nicht viel Draht (sprich: nicht viele Windungen) auf der Primärwicklung braucht. Weniger Windungen entsprechen aber bei gleichem Strom und gleichem Kernquerschnitt auch weniger Magnetisierung.
  
• BTB gibt als Maximalstrom 196[mA] an, das Datenblatt spricht von einem Sättigungsgleichstrom von 392[mA]. Gut möglich, daß eine dauernde 50%-ige Magnetisierung des Ringkerns durch den Betriebsgleichstrom von Haus aus in die Auslegung des Trafos mit reingerechnet wurde.
  
• Für eine deutliche Überdimensionierung des Kerns spricht auch, daß das ein ziemlicher "Klopper" ist: 1,6[kg] Gewicht (wobei der Kupferanteil wegen der "schlanken" Primärwicklung klein bleiben dürfte) entspricht in der Ringkern-Netztrafowelt einem Trafo mit 160[VA] Leistung - aus dem BTB-Trafo gehen allerdings maximal 24[W] raus. Mit der kleineren unteren Grenzfrequenz allein ist dieser Unterschied nicht zu erklären.
  
• Die Verwendung besserer Kernmaterialien ist durchaus wahrscheinlich - auch damit kann man bei gegebenem Kernquerschnitt die Magnetisierungsgrenze durchaus noch nach oben treiben.
  

Dieser Effekt mag sich natürlich auch bei einem Kopfhörerverstärker erreichen lassen, wenn man den als AÜ zu verwendenden Ringkernnetztrafo überdimensioniert. Dann kann man mit einer 230[V] Netzwicklung arbeiten, deren Induktivität durch die Gleichstromvorbelastung natürlich ggf. zusammenschmilzt wie Butter in der Sonne (müßte man mal messen).

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

Ich würde nicht sekundärseitig kompensieren. An das Kriterium zur Ermittlung einer erfolgreichen Kompensation - nämlich den magnetischen Fluß - kommt man meßtechnisch nicht ran - und die Windungszahlen von Primär- und Sekundärwicklung (bzw. deren Verhältnisse) kennt man nicht genau genug. Bei den beiden 115[V] Primärwicklungen kann man dagegen davon ausgehen, daß sie unter dem Aspekt der DC-Kompensation hinreichend identisch sind.

Würde es denn nicht ausreichen den Kompensationsstrom (geliefert von einer CCS) auf ein Optimum in Bezug auf das NF-Ausgangssignal, z.B. bei 20 Hz einzustellen und es dann dabei zu belassen, ggf. alle paar Monate mit dem Scope mal "schauen" und evt. nachjustieren? Also frei nach der Device, wenn die Signalform des Ausgangssignales in Ordnung ist, kann die Vormagnetisierung des Kernes nicht all zu hoch sein.

Und dann wäre es evt. auch nicht so relevant durch wieviele Windungen die Kompensationsmagnetisierung erfolgt, bzw. ob primär oder sekundär. Aber ich vermute halbwegs gleichmäßig sollte die Kompensationsmagnetisierung auf die einzelnen Kernbereiche schon erfolgen, was für eine hohe Windungsanzahl mind. 1x (besser mehrmals) um den gesamten Kern herum spricht.

Gehe ich von einem klassischen Röhren-Gegentakt-Verstärker aus, werden sich die beiden Anodenströme vermutlich auch nicht exakt auf Null ausgleichen (vermute ich zumindest mal), so dass ein resultierender Gleichstrom den Übertrager durchläuft und diesen zumindest leicht vormagnetisiert.

Wegen einer Hochvolt-taugleichen CCS bin ich noch am überlegen, allerdings weiß ich halt nicht, ob man sich mit einer statischen DC-Bias-Kompensation zufrieden geben kann (also keiner signalabhängigen Regelung des Kompensationsstromes), die man wegen der Röhrenalterung ab und an mal nachjustiert.

Ich hatte gestern auch noch (wieder) über das Parafeed-Konzept, also die Ankopplung des AÜ über einen Koppelkondensator, nachgedacht. Durch den Koppel-Kondensator wäre der Kern in jedem Fall frei von einer Vormagnetierung. Aber auch hier gilt wohl R_Last (also die transformierte Last, die die Anode der Röhre wechselspannungsmäßig "sieht", sollte wohl mind. 2 x ri der Röhre entsprechen.
Das bedeutet, man wird hochohmiger als wenn man den AÜ direkt in der Anodenzuleitung hat und müsste beim Parafeed bei gleicher angepeilter unterer Grenzfrequenz eine höhere Primärinduktivität haben (dafür allerdings keinen Luftspalt, welcher in Primärinduktivität senkt). In Summe "spart" man wohl bei beiden Varianten Nichts.

Da dachte ich immer es wäre leicht einen Röhren-Kopfhörerverstärker mit AÜ zu basteln, aber ich sehe die eigentlich niedrige benötigte Nutzleistung "nutzt" mir kaum etwas, da ich schaltungstechnisch zu hochohmig werde in Bezug auf die Primärimpedanz des AÜ. Wegen der begrenzten (technisch realisierbaren und bezahlbaren) Primärinduktivität des AÜ muss ich also den R(a) der Endröhre(n) niedrig halten, was leistungsstärkere Röhren erfordert und einen höheren Anodenstrom. Im Prinzip habe ich dann (wieder) einen 1 bis 4 Watt Verstärker (2xECC88 parallel, E(/P)CL8(2/4/6)), obwohl der Kopfhörer eigentlich nur ca. 100 mW benötigt. Die Röhren machen es Einem aber auch nicht leicht.

Die Option für den KHV einen "maß"los überdimensionierten RKT (z.B. 80 VA) zu verwenden (ohne den DC-Bias zu kompensieren) klingt zumindest was den schaltungstechnischen Aufwand anbelangt nicht verkehrt. Da müsste ich wohl mal einen Versuch starten in Verbindung mit einer niederohmigeren Ansteuerung (PCL82). Bei meinem aktuellen rel. hochohmigen Versuch mit der ECC82 und dem 30-VA-RKT hatte ja jedwede kleine Abweichung vom wirksamen DC-Null-Ausgleich quasi eine "verheerende" Auswirkung auf das 20-Hz-Test-Nutzsignal.
Andererseits gibt es im Netz immer wieder Bauvorschläge mit RKT oder sogar Printtrafos für KHV, die in SE ohne Kompensation betrieben werden (Klick, Klick2, ...). Aber letztendlich hängt es sicher von den eigenen Ansprüchen an "den Klang" des Amps ab, ob man mit so etwas zufrieden ist oder nicht.

Viele Grüße
Steffen

PS: Etwas interessantes habe ich gestern auch noch gefunden ... Würde ich in China wohnen, hätte ich mir dieses Teil gekauft (für knapp 28 €), es scheint alles zu erfüllen, was ich auf meiner Anforderungsliste für einen KHV hatte ...

Ausgangsübertrager für Kopfhörerverstärker (Single Ended)

• Power: 2 Watt (20 Hz)
  
• Frequenzgang: 20 Hz-65 kHz,-3dB (6P14, 6P1, 6V6, 4P1S Standard Verbindung)
  
• Frequenzgang: 10 Hz-60 kHz, -2dB (6P14, 6P1, 6V6, 4P1S Triode verbunden)
  
• Primäre Impedanz: 5 kΩ
  
• Primäre kupfer widerstand: 660Ω (B-P)
  
• Sekundäre: 0-50 Ω-150Ω-300Ω-600Ω
  
• Core Größe: EI66, Paketdicke: 40mm
  
• Material: Japan importe Z11 chip
  
• Induktivität: 36 H (20 Hz, 100MV, test ausrüstung CHROMA3302-LCR)
  
• DC_Strom primär: max.: 40 mA. Empfohlen 32mA
  
• Abmessungen: Höhe 56 mm, Breite: 86 mm, Spulenbreite: 70 mm
  
• Gewicht: 1,2 kg
  

Ob und inwieweit die Windungen hier verschachtelt sind und wie der fantastisch klingende Frequenzgang ermittelt wurde, weiß man zwar nicht, aber EI66 und das Gewicht klingen äußerst positiv und das Teil hat alle Anschlüsse, die man sich für Kopfhörer wünschen kann. Aber man sieht auch die Chinesen wollen niederohmig primärseitig ansteuern, wenn man sich die Röhrenempfehlungen anschaut.

Servus Steffen,

Ste_Pa (Beitrag #15) schrieb:

Induktivität: 36 H (20 Hz, 100MV, test ausrüstung CHROMA3302-LCR)

Zumindest die Testausrüstung scheint nicht der letzte Schrott zu sein: https://www.datatec.de/Chroma-3302-Automatic-Component-Analyzer

Versuchsidee: 6N6P (ECC99-ähnliche Doppeltriode mit "Dampf") - ein System für jeden Kanal - und davor eine 6N1P / 6N2P / 6N3P (ebenfalls Doppeltriode, ein System pro Kanal). Diese Russenröhren kosten kaum Geld. Dann kommt man für einen Stereo-KHV mit 2 Röhren (also 2 Glaskolben) hin. 80[VA] RKT als AÜ und auf die 230[W] Wicklung einfach bewußt mit Gleichstrom draufgehen - nix DC-Kompensation. Die Kombination 6N3P / 6N6P hätte neben der Niederohmigkeit durch den ganzen Verstärker den Vorteil, daß man mit ca. 120[V] bis 150[V] Betriebsspannung hinkommt. Den Heizstrom von total ca. 1,1[A] könnte man aus einigen zusätzlich auf einen Standard-Ringkernnetztrafo https://www.buerklin...KD-60-2X30/p/42C1164 aufgewickelten Windungen entnehmen - und die zwei Sekundärwindungen des Netztrafos von 2 x 30[V] schaltet man in Serie und jagt sie durch einen Spannungsverdoppler, wodurch man ca. 165[V] Roh-DC erhält. Damit hat man noch mehrere 10[V] Spannungsabfall für eine ordentliche Siebkette (ggf. mit kleiner Siebdrossel) als Reserve (und die braucht man bei Eintaktschaltungen, damit es nicht brummt).

Dann wird der Verstärker ultraeinfach und besteht nur aus heutzutage üblichen, nicht zu teuren Standardbauelementen - Versuch macht da kluch.

Ich hätte an Material alles da, was man für so einen Versuch braucht (inklusive der Röhren in durchaus wahrnehmbaren Stückzahlen). Vielleicht sollte ich mal........hmmm........

Hier mal die Daten zu einigen Russenröhren, die ich vor einigen Jahren mal auf einem Vergleichsblatt zusammengestellt habe:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200727/qyqltlo2.jpg

Die 6N6P darf man pro System mit bis zu 4[W] Anodenverlustleistung fahren, wenn man beide Systeme gleichzeitig benutzt. Das wird man nicht ganz brauchen - aber ca. 3[W] pro System werden es wohl werden, wenn man von 1[W] möglicher Maximalausgangsleistung des Verstärkers pro Kanal ausgeht (und in die Richtung wird's wohl gehen, wenn man sich die Daten der vielen verschiedenen Kopfhörer und deren unterschiedliche Impedanzniveaus anschaut und außerdem auf einen vernünftigen Dämpfungsfaktor Wert legt). Das leitet sich alles aus Berechnungen ab, die ich grade handschriftlich mit Taschenrechner auf Papier mache (also nix Simulationsprogramm oder so).

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

wieder vielen Dank für Deine ausführliche Antwort.

Die russischen Röhren (6N6P und 6N1P / 6N2P / 6N3P) gefallen mir, zum einen weil sie recht günstig sind und zum anderen weil es sie bei meinem "Lieblingsdistributor" Völkner gibt.

Ein Netzeil samt RKT für die Spannungsversorgung des KHV ist kein Problem. Neben der Option der Spannungsverdopplung könnte ich hier auch auf meine bewährte DIY-Eigenwickeltechnik zurück greifen. Bei meinen anderen Gerätschaften hatte ich auch gute Erfahrungen mit einem Kapazitätsmultiplizierer mit IRF830 gemacht, zwecks Siebung bzw. Brummspannungsreduzierung. In Bezug auf die Heizung wollte ich auch mal die AC-Heizung probieren (bisher habe ich bei meinen Projekten immer DC verwendet, diesmal wollte ich es minimalistischer halten), aber ich bin nicht sicher, ob AC-Heizung gerade wegen der "akustischen Lupe" eines KHV evt. Brummprobleme macht. Aber gut ... soweit (dass es an einen Aufbau geht) bin ich ja noch nicht.

Ich hätte an Material alles da, was man für so einen Versuch braucht (inklusive der Röhren in durchaus wahrnehmbaren Stückzahlen). Vielleicht sollte ich mal........hmmm........

hmmmm ... Also wenn Du das mal real aufbauen (und ggf. begutachten/hören/messen) könntest würde mich das natürlich sehr freuen. Ich muss mir immer leider erst fast Alles neu kaufen, da ich fast Nichts an den benötigten Teilen hier habe, weder die Röhren noch so große RKT. Und um meine "Meß"technik ist es auch eher unzureichend bestellt.
Generell denke ich, dass gerade solch einfach gehaltene Konzepte für kleine Röhrenverstärker, die ohne Spezialbauteile auskommen und zudem in einem Bastler-freundlichen Preisbereich bis ca. 150€ (All-In) fallen, sicher auch den Ein oder Anderen hier im Forum zwecks Nachbau interessieren würden. Aber ich weiß natürlich auch, dass so ein Testaufbau Zeit kostet, die Du Dir auch "abzapfen" musst.

Deinen Handzettel mit den russischen Röhren kenne ich "irgendwie", ich glaube, den habe ich sogar ausgedruckt in einen meiner Röhren-Hefter, d.h. ich muss das Bild vor einiger Zeit schon mal gefunden und ausgedruckt haben.

... Das leitet sich alles aus Berechnungen ab, die ich grade handschriftlich mit Taschenrechner auf Papier mache (also nix Simulationsprogramm oder so).

Das klingt sehr vielversprechend.
Danke!

Eine weitere Frage ist mir noch aufgekommen. Zwischenzeitlich hatte ich auch (mal wieder) die ELA-Übertrager ins Auge gefasst. Ich hatte damit vor 2 Jahren schon mal experientiert. Jetzt ist mir dieses (Monacor 335568 ELA-Transformator 50W), etwas größere, Exemplar ins Auge gefallen.

Ich habe dazu mal eine kleine Übersicht gemacht. Von den Impedanzverhältnissen könnte das Teil 32 bis 600 Ohm sekundär nach ca. 5 kOhm primär als Ra abbilden. Wie die Primärinduktivität ist, kann ich aber nicht sagen. Zumindest ist der Kern (MD55) verhältnismäßig groß. Aber ich müsste hier wahrscheinlich den DC-Bias kompensieren.
Die Frage, die ich mir stellte, ist die Lage der primärseitigen Mittelanzapfung. Unabhängig, ob man mit dem AÜ etwas machen kann, wollte ich vom Prinzip her wissen, ob der 200-Ohm-Anschluss (50W) oder der 400-Ohm-Anschluss (25W) die induktive Masse als Mittelanazpfung (an die letztlich Ub eingespeist wird) darstellt. 25W sind 1/4 von 50Watt aber 400Ohm (25Watt) die Hälfte von den angebenen 800Ohm. Irgendwie habe ich da gerade ein Verständisproblem.



Viele Grüße
Steffen

Servus Steffen,

Ste_Pa (Beitrag #17) schrieb:

25W sind 1/4 von 50Watt

Aber niemals. 25[W] sind die Hälfte von 50[W] (also -3[dB]).

Ste_Pa (Beitrag #17) schrieb:

In Bezug auf die Heizung wollte ich auch mal die AC-Heizung probieren (bisher habe ich bei meinen Projekten immer DC verwendet, diesmal wollte ich es minimalistischer halten), aber ich bin nicht sicher, ob AC-Heizung gerade wegen der "akustischen Lupe" eines KHV evt. Brummprobleme macht.

Bei den Pegeln, um die es hier geht (wir verstärken ja keinen MC-Tonabnehmer) ist eine gut symmetrierte Wechselspannungsheizung wirklich gar kein Problem - da ist die korrekte Massepunktverlegung wesentlich wichtiger. Beispiele von Studioverstärkern, die alle mit Wechselspannung geheizt wurden, gibt es im Braunbuch des IRT http://audio.kubarth.com/rundfunk/index.cgi genug. Und niederohmige Röhren (grade auch in der Vorstufe) helfen hier deutlich, den Brummpegel geringer zu halten (Merke: "µ" ist nicht alles).

Zu den ELA-Trafos: ELA-Transformatoren sind für die Verteilung eines Audiosignals über große Strecken an viele Lautsprecher in 70[V]- oder 100[V]-Systemen gedacht - z.B. in Kirchen, Kaufhäusern, Fußballstadien, Schulgebäuden, Campingplätzen usw. "Audiosignal" meint in diesem Fall häufig Sprachdurchsagen und ggf. noch Hintergrundmusik. Baß oder gar Tiefbaß kommt da nicht vor (allein schon deswegen, weil es die Anforderungen an die Verstärkerleistung gewaltig aufblasen würde). Auch linealgrade Frequenzgänge dürften in den Pflichtenheften dieser Dinger eher keine Rolle spielen.

Was dagegen sehr wohl eine Rolle spielt, ist der Preis dieser Dinger - schließlich können in einem Gebäude hunderte (oder gar tausende) davon verbaut sein, d.h. der Kostendruck ist enorm, weil hier billig, billig, billig gefragt ist. Daß da nicht gerade highendige Edelmaterialien und aufwendige Wickeltechniken zum Einsatz kommen, dürfte aus diesem Grund klar sein.

Außerdem sind die Dinger selbst in kleiner Ausführung auf ihren 70[V]- und 100[V]-Wicklungen recht niederohmig - selbst ein 10[W]-Abgriff auf der 100[V]-Seite bringt es da nur auf 1[kOhm]. Nicht eben günstige Voraussetzungen, um da mit Anoden relativ kleiner Röhren ranzugehen. Deswegen würde ich mir solche Teile unter dem Aspekt ihrer Baßfähigkeit und ihrer Primärimpedanz gaaanz genau anschauen - vermutlich kommt man dann recht schnell mehr oder wenig zwingend zu dem Schluß: Dieser Trafotyp ist für den geplanten Einsatzzweck wohl eher nichts.

Zu den Röhren:

Das Ausgangskennlinienfeld der 6N6P Doppel-Leistungstriode hab' ich vor ein paar Jahren mal ausgemessen:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200728/7a6pzc67.jpg

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

... Aber niemals. 25[W] sind die Hälfte von 50[W] (also -3[dB]).

Ohje ... was hab ich denn da gestern Abend nur zusammengeschrieben ... *grübel*

Noch mal für mich zum Verständnis ...

• Die induktive Masse (also die primäre Anzapfung des ELA-AÜ an die +Ub kommt) liegt am Anschluss von 1/4 der primären Gesamtimpedanz (1/4 von 800 Ohm = 200 Ohm) bzw. am Anschluss der höchsten Leistung (50 Watt)
  
• Die beiden Anoden kommen (im gedachten Gegentaktbetrieb) an den Anschluss der maximalen Primärimpedanz (800 Ohm), was dem Anschluss "12,5 Watt" (1/4 von "50 Watt") für Triode A entspricht UND an den Anschluss 0 ("0 Watt" / "0 Ohm" für Triode B)
  
• Um den Übertragungsfaktor ü zu ermitteln, nehme ich 1/4 der primären Gesamtimpedanz (also (im Bsp. des Monacor-ELA-AÜ, vgl. Skizze zuvor) die 200 Ohm) und dividiere durch die Impedanz des den jeweils betrachteten Sekundäranschlusses und bilde die Quadratwurzel.
  

Korrekt ?

Aber ich denke von den ELA-Übertragern, werde ich dann für dieses Prrojekt doch besser "die Finger lassen". Was Du geschrieben hast klingt schon sehr einleuchtend, wenn auch etwas ernüchternd. Im Grunde war es auch nur eine "Zwischenidee", weil ich, nach dem ich einen "richtigen" AÜ (den aus China) gefunden hatte, auch noch auf diesen (zumindest von Abmaßen und Gewicht fast "ebenbürtigen") ELA-AÜ im Netz gestoßen bin.

Hinzukommen kann vermutlich auch noch, das die induktive Masse nicht wirklich "die Mitte" darstellen wird, weil es für die eigentlich bestimmte Verwendung ja nicht so relevant ist, ob es wirklich die "Mitte" ist, da es sich ja im Prinzip nur um verschiedene Anpassungsmöglichkeiten handelt, der ELA-Verstärker wird ja nur an 2 Leitungen angeschlossen. Das man die Teile zweckentfremdet für einen Gegentaktbetrieb einsetzt, ist ja eigentlich vom Hersteller so nicht vorgesehen.

Also wieder zurück zu den Ringkernen und auch den russischen Röhren ...

Wegen möglichen Brummen und den anvisierten Eingangspegel für Vollaussteuerung ... Meine smarten DAC's liefern um die 400mV_rms am Ausgang. Diese sollten im KHV die 100mW erzeugen.
Auch deswegen, und weil ich etwas "Fleisch" für eine gloable Gegenkopplung (sekundärseitig vom AÜ zurück auf die Eingangsstufe) haben wollte, hatte ich ursprünglich als Vorröhre eine mit höherem µ angedacht (ECC83 mit µ=100, oder die von Dir genannte 6n2p, die ebenfalls einen µ-Wert von 100 bietet).

Ich bin hier aber ganz und gar nicht so sicher ... der von Dir genannte Aspekt, des weniger hochohmigen Betriebes der Vorstufe und der daraus resultierenden Vorteile in Bezug auf Brummen / Störungen leuchten ein. Un ob man immer "stramm" global gegenkoppeln sollte, ist auch so eine Sache. Einige Röhrenverstärkerbauer lehnen ja sogar jedwede Art einer globalen Gegenkopplung ab (wegen möglichen Intermodulationsverzerrungen / TIM, da die globale GK, so wird es zumindest beschrieben, erst dann "wirkt", wenn das Signal schon am Ausgang ist/war, eine Korrektur also leicht zu spät erfolgt). Andererseits nutze ich hier einen Ausgangsübertrager und im Speziellen hier sogar "zweckentfremdet" einen Netz-RKT. Den höchsten Grad an THD im gesamten Verstärker wird wohl stets der Übertrager entstehen lassen und so ist auch der Ansatz eben das sekundäre Ausgangssignal als globale Gegenkopplung zu nutzen, um den Frequenzgang zu verbessern, auch nicht von der Hand zu weisen.

Ich habe vorhin mal ein wenig gezeichnet, gerechnet und simuliert ... Zunächst die LT-Spice-Simulation (KHV mit 6n1p und 6n6p) sowie 2x30V-RKT) ...



Und hier mal ein Entwurf anhand des Kennlinienfeldes der 6n6p ... (Ub = 160V =~ Ua, Ia = 30mA) Vermutlich bin ich hier aber schon zu weit an der Pmax-Hyperbel und den 3-Watt-max. Der dynamische Innenwiderstand ri der 6n6p ist lt. Datenblatt und auch in meiner grafischen "Konstruktion" ca. 1,8 kOhm. Als Ra habe ich dann 3 kOhm mal vorgesehen (Ra = (1.5 ... 2) x ri), hatte ich mir mal gemerkt).



Weiterhin habe ich simulativ nun ein wenig mit unterschiedlichen Lasten "gespielt". Den Low-Imp-Bereich an Kopfhörern hatte ich für den Betrieb an einer 30-V-Wicklung vorgesehen. Die High-Imp-Kopfhörer sollen dann an die 60-V-Wicklung (2x30V in Serie) angeschlossen werden. Die nachfolgende Tabelle zeigt die erzeugte Leistung im Kopfhörer, die THD und die als Ra "gesehene" Impedanz für unterschiedliche Kopfhörerimpedanzen.



Sofern man mit einer unterschiedlichen Verstärkung "leben" kann bzw. die Unterschiede durch den Pegelsteller oder durch eine (umschaltbare) GK
kompensiert, sind ca. 32 Ohm bis ca. 300 Ohm als Lastimpedanz abbildbar. Über 300 Ohm wird es zumindest in meinem ersten Entwurf etwas "dünn", was die entnehmbare Leistung anbelangt, auch der transformierte "gesehene" Ra liegt, wenn man die 600 Ohm an die 60-V-Sekundärwickungen anschliesst schon bei 7,8 kOhm. Das ist wahrscheinlich zu viel ... (doch noch mal 30-V dazuwicklen ? )

Bis hier hin erst einmal
Viele Grüße
Steffen

Hallo Zusammen,

im Kontext mit dem zu bauenden kleinen Röhren-KHV beschäftigen mich aktuell auch die Möglichkeiten der Gegenkopplung. ...

Folgende Topologien habe ich mal zusammen getragen:

1.) Vom AÜ zurück auf die Kathodenleitung der Vorstufenröhre (Spannungsgegenkopplung, global)
2.) Vom AÜ zurück auf das Gitter der Vorstufenröhre (Spannungsgegenkopplung, global)
3.) Vom AÜ zurück auf die Kathodenleitung der Endstufenröhre (Spannungsgegenkopplung, über eine Stufe und AÜ)
4.) Von der Anode zurück auf das Gitter der jeweiligen Röhre (bei Vor- und oder Endstufenröhre möglich) (Spannungsgegenkopplung, lokal)
5.) "Überbrückungs"Kondensatoren in den Kathodenzuleitungen von Vor- bzw. Endröhre weglassen (Stromgegenkopplung, lokal)
6.) Eine AÜ-Wicklung in die Kathodenleitung der Endstufenröhre "einschleifen" (Spannungsgegenkopplung, über eine Stufe und AÜ)



Meine Frage ist nun welche Topologie(n) ist / sind am "optimalsten" und sollte verwendet werden? Man kann auch Kombinationen nutzen. Besonders interessant ist der Punkt, ob es sinnvoll / vorteilhaft ist, den Ausgangsübertrager (AÜ) mit in die Gegenkopplung einzubeziehen.
Dafür spricht der Fakt, dass der AÜ erheblichen Einfluss auf den Frequenzgang hat. Eine Gegenkopplung (GK), welche vom AÜ-verursachte Abweichungen vom "idealen" Frequenzgang "ausbügelt", erscheint hier vorteilhaft. Alledrings erinnere ich mich gelesen zu haben, dass man durch diese GK wiederum dem AÜ ggf. (tiefe) Frequenzen verstärkt "aufzwingt", die dieser evt. ohnehin nicht "sauber" verarbeiten kann.

Es scheint auch zwei Lager zu geben. Eines welches eine starke globale GK auch bei Röhrenverstärkern favorisiert, wegen der Vorteile in Bezug auf einen lineareren Frequenzgang und einen besseren Dämpfungsfaktor (niedriger Innenwiderstand) des Verstärkers. Das andere Lager lehnt insbesondere eine globale GK bei Röhrenverstärkern ab und arbeitet, wenn überhaupt, nur mit kleinen lokalen Gegenkopplungen innerhalb einer Stufe. Dies vor dem Hintergrund, dass eine Korrektur, besonders bei Signalen mit hohen Frequenzen "eh zu spät kommt". Auch wird immer argumentiert, dass ein großer Vorteil von Röhrenverstärkern gegenüber Halbleiter-Verstärkern (besonders mit Operationsverstärkern), dass ein Röhrenverstärker auch ohne Gegenkopplung aufgebaut werden kann, was bei Halbleitern (besonders Operationsverstärkern) nicht so ohne Weiteres möglich ist.

Im Fokus zu den Fragen entstehen auch zwei weitere Fragen ... Soll man eine µ-starke Vorröhre einsetzen, um Spannungsverstäkungsreserven zu haben, die man in einer Gegenkopplungen verwendet ? Soll man Kathodenelkos (Kathodenbasisschaltung) einsetzen, um die Spannungsverstärkung der jeweiligen Stufe zu erhöhen? Dies ebenfalls vor dem Hintergrund dadurch Spannungsverstärkungsreserven für eine Gegenkopplung zu haben. Durch die Kathodenelkos verzichtet man aber gleichzeitig auch auf die (lokale) Stromgegenkopplung im (/ durch den) Kathodenwiderstand.

Viele Grüße
Steffen

Servus Steffen,

nur ganz kurz: eine Gegenkopplung bügelt Übertragungsfehler der Schaltung wieder aus. Je weniger Übertragungsfehler die Schaltung von Haus aus macht, desto weniger hat die Gegenkopplung zu tun und desto "loser" kann man sie auslegen - was wiederum der Reduktion von TIM-Verzerrungen zu Gute kommt. Deswegen macht es sehr viel Sinn, eine Schaltung so hochwertig auszulegen, daß sie auch ohne Gegenkopplung so übertragungsfehlerarm (auch und gerade im Baß) wie möglich funktioniert.

Auf das (Steuer)gitter der ersten Röhre hinter dem Verstärkereingang würde ich auf gar keinen Fall irgendeine Art von Gegenkopplung zurückführen, weil diese Gegenkopplungsart auf die Signalquelle zurück wirkt ("Rückwirkung"). Das heißt, daß die Eigenschaften der Signalquelle (Innenwiderstand, Impedanz etc.) das Gegenkopplungsergebnis beeinflussen - die Wirksamkeit der Gegenkopplung hängt also direkt davon ab, welche Signalquelle mit welchen Eigenschaften da am Verstärkereingang dranhängt.

Bei einem Kleinleistungsverstärker (und ein Kopfhörerverstärker fällt in diese Kategorie) würde ich die globale Gegenkopplung auf der Primärseite (und nicht auf der Sekundärseite) des Ausgangsübertragers abgreifen - das vereinfacht Dinge, die mit dem Phasengang zu tun haben (außerdem kann man damit bei Bedarf die Sekundärseite des Ausgangsübertragers komplett erdfrei - und damit komplett symmetrisch - halten). Kathodenelkos würde ich keine verwenden - durch die damit entstehende lokale Stromgegenkopplung "fängt" man (bei fehlender oder schwacher globaler Gegenkopplung) die Röhrentoleranzen zumindest teilweise ein - d.h. man erhält für beide Kanäle eines Stereoverstärkers auch ohne Abgleich eine in vernünftigen Grenzen identische Verstärkung und damit einen ordentlichen Kanalgleichlauf. Kathodenelkos sind nicht nur ein Segen: Bei heftiger Übersteuerung (d.h. dann, wenn sich das Gleichspannungspotential am Kathodenelko heftig ändert) kann es durch die dadurch hervorgerufene Arbeitspunktverschiebung der Röhre sein, daß die Stufe u.U. mehrere Sekunden "schweigt", bis sich das Kathodengleichspannungspotential (durch Entladung des Kathodenelkos) wieder auf Betriebsniveau eingependelt hat.

Zur ausführlicheren Detailbeschäftigung mit Deinem Projekt komme ich leider (mindestens) diese Woche aus beruflichen Gründen aller Wahrscheinlichkeit nach nicht mehr.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

hab vielen Dank für Deine Informationen. Jeder Hinweis bringt mich weiter.

Was Du als Erläuterungen zu den Gegenkopplungsarten (und zur GK an sich) schreibst, leuchtet mir ein.

Ich denke, ich werde dann in den kommenden Tagen mal einen weiteren Testaufbau starten. Eine 6n1p und eine 6n6p habe ich mittlerweile organisieren können, auch zwei RKT mit 2x30V (allerdings "nur" mit 50VA).
Bei dem Aufbau werde ich dann keine Kathodenelkos verwenden und nur die Endröhre gegenkoppeln, in der Art, dass ich das Anodensignal über einen Widerstand und Kondensator auf das Gitter der selben Röhre rückführe.



Viele Grüße
Steffen

PS: Die Sache mit dem erdfreien Ausgang hattest Du auch schon angesprochen (das war ein Punkt, den ich ursprünglich noch in meiner Frageliste hatte, dann aber vergaß mit in meinen Forenbeitrag einzubringen. )
Ich denke auch aus Sicherheitsgründen (besonders auch falls ich am ÄU-RKT doch noch etwas wickeln muss) ist ein erdreier-Ausgang ohne Bezug zur Schaltungsmasse von Vorteil.

Eine wichtige Frage stellte sich mir gerade ...

Wenn ich, so wie im LT-Spice-Schaltplan dargestellt, die Endröhe lokal gegenkoppele (Anodensignal über einen Kondensator und einen Widerstand auf das Gitter der selben Röhre) senke ich gleichzeitig den dynamischen Innenwiderstand der Röhre. Dies hätte dann doch eigentlich auch Einfluss auf den zu dimensionierenden Ra (hier die transformierte Primärimpedanz)? Der Wert von Ra könnte damnach geringer ausfallen?

Viele Grüße
Steffen

......um dann wieder denselben (niedrigen) Dämpfungsfaktor (und in Grenzen auch die selben Verzerrungen) zu erhalten wie ohne Gegenkopplung.......

Grüße

Herbert

pragmatiker (Beitrag #24) schrieb:

... um dann wieder denselben (niedrigen) Dämpfungsfaktor (und in Grenzen auch die selben Verzerrungen) zu erhalten wie ohne Gegenkopplung ...

... hmmm ... stimmt, jetzt wo ich es, so formuliert lese ... okay dann lasse ich mal den anvisierten Ra von 3kOhm, auch mit der GK.

Könntest Du mir evt. (ohne viel Rechen- bzw. Zeiteinsatz so aus dem "Bauch heraus") einen Tipp für die Vorröhre geben ... 6n1p, 6n2p (und 6n3p (diese müsste ich erst in der Bucht ordern)) stehen zur Auswahl *). Ich hatte mit der in #22 gezeigten Spice-Simulation mal alle 3 Röhren (mit aktiver lokaler GK der Endröhre 6n6p) probiert. Entgegen meiner Erwartungen waren auch bei der 6n2p (mit ihrem theoretischen µ von 100) im Rahmen des Schaltungskostruktes die THD nicht wesentlich anders als bei den anderen beiden Röhren (bei 100mW am Ausgang zwischen 0,4 und 0,8% THD). Und wieviel Anodenstrom würdest Du der 6n6p bei einer Ua von, sagen wir mal, 190V gönnen (auch aus dem Bauch heraus) ?

Beste Grüße
Steffen

*) Auf den Punkt, dass µ nicht alles ist und eine gewisse Niederohmigkeit auch in der Vorstufe gewisse Vorteile bringt (z.B. auf den Signa-l/Störabstand bzw. Brummeinstrahlungen) hattest Du weiter oben im Thread ja bereits hingewiesen.

Servus Steffen,

bei einer Betriebsspannung < 200[V] würde ich die 6N3P nehmen. Mit der habe ich mich selbst auch bereits gedanklich rumgeschlagen - unter anderem auch deshalb, weil ich von der größere Mengen hier rumliegen habe. Ich war allerdings gedanklich bei einem mit der 6N3P aufgebautem Differenzverstärker ("long tailed pair") mit 2 x 600[H] Gegentaktanodendrossel (Reinhöfer 62.15G, R(DC) 2 x 5,3[kOhm], C(p) 2 x 60[pF], Kern M55) --> Gegenkopplung dann über den zweiten Eingang des Differenzverstärkers von der Anode der Endröhre. Die korrekte Phasenlage der Gegenkopplung kann man dann durch die richtig Wahl des Steuersignalabgriffs für die Endröhre an einer der beiden Differenzverstärkeranoden festlegen - und die Gegenkopplungsspannung wird absolut rückwirkungsfrei und höchst hochohmig an ein Röhrengitter, das mit nichts anderem als der Gegenkopplung beschäftigt ist, gelegt - das ermöglicht für die Auslegung der Gegenkopplung sehr hohe Freiheitsgrade (z.B. auch für Frequenz- und Phasengangkorrekturen sowie die iterationsfreie Einstellung des Gegenkopplungsgrades), weil man keine Rücksicht drauf nehmen muß, was an dem "Zielanschluß" der Gegenkopplung sonst noch alles dran hängt (Gitterableitwiderstand mal ausgenommen - aber der ist hochohmig).

Zum Ruhestrom der 6N6P: Da war ich gedanklich bei maximal ~ 25[mA] - allerdings bei ~ 150[V] Anodenspannung. Damit landet man dann bei ~ 3,75[W] Anodenverlustleistung pro System - macht in Summe auf dem Glaskolben ~ 7,5[W] (= < 8[W] Grenzdaten). In Deiner Simulation überschreitest Du diese Grenzdaten beträchtlich: (186,3[V] - 4,8[V]) * 30[mA] = ~ 5,45[W] pro System bzw. ~ 10,9[W] auf dem Glaskolben.

Die Summenverstärkung von 6N3P und 6N6P müßte da in jedem Fall locker ausreichen: Nimmt man bei beiden Röhren da nur je die Hälfte des Datenblatt-"µ" (was durchaus nicht unrealistisch ist, weil in beiden Anoden ja keine spannungsfressenden ohmschen Widerstände hängen), so erhält man A(v) = 18 x 11 = ~ 200 (= ~ 46[dB]). Bei 775[mVeff] (= 0[dBu]) am Verstärkereingang wären das an der Anode der Endröhre ca. 155[Veff] bzw. ca. 438[Vss] (wenn das das Netzteil überhaupt hergibt). Da ist dann auch noch deutlich Verstärkungsreserve für eine Gegenkopplung vorhanden.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

hab wieder vielen Dank für Deine Antwort.

Bei der Suche nach Gegentakt-Anodendrossel hat mich Google zu einem sehr "high-endigen" Fertiggerät eines KHV mit Gegentaktanodendrossel (2 EL84) geführt (Klick). Der KHV ist aber hier wohl von Elektrostaten ausgelegt.

Das von Dir skizzierte Prinzip mit Gegentaktdrossel und LTP-Differenzverstärker klingt auf jeden Fall interessant.
Für mein aktuelles Projekt will ich es aber möglichst einfach halten.

Die 6N3P (oder 6N3) versuche ich mir dann in den nächsten Tagen zu besorgen. In Deiner Übersicht (#16) war der Aspekt der niedrigeren Anodenspannung ja auch schon angedeutet. Und ich habe im Vergleich zur 6N1P 250mA Heizstrom weniger.

Noch mal zur Anodenspannung und dem Ruhestrom bei der 6N6P ... Ich vermute, Du favorisierst die rel. niedrige Anodenspannung (ca. 150V) in Verbindung mit einem mittel bis hohen Ruhestrom in AP aufgrund des sich so ergebenden niedrigeren ri und demzufolge Ra, was dann gut für die ggf. nicht so "dollen Henrys" des RKT ist? Ich frage nur "sicherheitshalber", weil ich den Netz-RKT eh selbst bewickele und somit in der Anodenspannung rel. frei bin und auch höhere Spannungen (bis ca. 250V) realisieren könnte (falls es für den Amp Vorteile bringen würde). Aber niedrige Spannungen sind mir natürlich aus mehreren Gründen (weniger Wickeln, geringeres Gefahrenpotential, billigere und kleinere Elkos) natürlich immer sympatischer.

Einen Nachteil von niedriger Ua der Endröhre sehe ich evt. in Bezug auf ein niedrigeres Übersetzungsverhältnis des AÜ-RKT (was eigentlich gut wäre), für den 600-Ohm-KH, da es mit 230V zu 60V evt. knapp wird (vgl. #19). Aber ich hatte mich schon gedanklich darauf eingestellt noch ma 30V bei AÜ hinzuzuwickeln.

Ich teste das aber, wie gesagt, die Tage mal an einem weiteren Realaufbau.

Viele Grüße
Steffen

Ste_Pa (Beitrag #27) schrieb:

Das von Dir skizzierte Prinzip mit Gegentaktdrossel und LTP-Differenzverstärker klingt auf jeden Fall interessant.

Ist nicht besonders kompliziert - hier mal die (noch nicht dimensionierte) Grundidee:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200814/3rc6nvqa.jpg

Grüße

Herbert

... Ist nicht besonders kompliziert - hier mal die (noch nicht dimensionierte) Grundidee ...

Das ist ja der Tat noch rel. übersichtlich, aber dennoch sehr interessant und mit dem Schaltplan verstehe ich auch besser, was Du zuvor (#26) geschrieben hattest (... Gegenkopplungsspannung wird absolut rückwirkungsfrei und höchst hochohmig an ein Röhrengitter, das mit nichts anderem als der Gegenkopplung beschäftigt ist, angelegt ...). Interessant ist auch der Kapazitäts-Trimmer an einer Anode des LTP.

Da stellt sich mir dann wieder die Frage, ob ich bei meiner einfacheren Schaltung auch von der Anode der Endröhre an die Katode meiner einen Vorröhre gegenkoppeln sollte oder doch lieber auf das Gitter der Endröhre selbst ...

Schade dass solche Anodendrosseln doch rel. preisintensiv *) sind, sonst hätte ich meinen Amp auch so, wie von Dir gezeigt, aufbauen können. Ich fürchte ein elektronischer Gyrator ist keine wirkliche Alternative.

Viele Grüße
Steffen

*) Um nicht mißverstanden zu werden ... Die Reinhöfer-Drosseln sind sicher ihr Geld wert und die Firma baut allgemein sehr gut beleumundete Trafos, Drosseln und Übertrager. Nur mein Plan war es ja, mit leicht verfügbaren Standardbauteilen einen Röhren-KHV auszubauen. Auch käme man, wenn man Reinhöfers Produkte mit einbezieht, auch auf den Gedanken, gleich einen SE-AÜ mit Luftspalt von Reinhöfer einzusetzen.
Das LTP zur "idealen" GK gefällt mir aber sehr gut.

Servus Steffen,

Ste_Pa (Beitrag #29) schrieb:

Interessant ist auch der Kapazitäts-Trimmer an einer Anode des LTP.

Der ist für den "Feinschliff" des Rechteckübertragungsverhaltens (und damit der Hochtonwiedergabe) gedacht. An einer Anode des Differenzverstärker hängt schließlich (wenn auch über einen Schwingschutzwiderstand) die Gitterkapazität der Endröhre samt deren Millerkapazität dran - und an der anderen Anode hängt erstmal nichts dran. Das gibt ein schiefes kapazitives Lastbild. Also wird mit dem C-Trimmer die fehlende kapazitive Last nachgebildet (und auch noch die Kapazitätsdifferenz zwischen den beiden Drosselwicklungen rausgetrimmt). Wenn man es ganz korrekt machen wollte, dann müßte man in Serie zum Trimm-C auch noch einen Widerstand legen, welcher den am Gitter der Endröhre wirksamen Widerstandswert der Kombination R11/R12 nachbildet - wir wollen aber mal nicht päpstlicher sein als der Papst.

Auf einen Gleichspannungs-Symmetrieabgleich des Differenzverstärkers durch ein kleines Potentiometer zwischen den Kathoden von V1, dessen Schleifer an R3 liegt, habe ich übrigens bewußt verzichtet. Das müßte man (anders als den Trimm-C) wegen der Röhrendrift und -alterung relativ regelmäßig nachstellen - und außer einer optimalen Gleichtaktunterdrückung des Differenzverstärkers (die in dieser Anwendungsart ziemlich egal ist) bringt es nach meinem Dafürhalten für das Klanggeschehen keine wesentliche Steigerung.

Ste_Pa (Beitrag #29) schrieb:

Ich fürchte ein elektronischer Gyrator ist keine wirkliche Alternative.

Wenn auch Halbleiter dabei sein dürfen, sinkt der finanzielle Aufwand deutlich:

• R4 durch eine NPN-Konstantstromquelle ersetzen (High-Beta Wald-und-Wiesen NPN-Transistor).
  
• DR1 durch einen PNP-Stromspiegel ersetzen (2 x MJE350).
  

Damit wird's kleiner, leichter und billiger (und vermutlich auch nicht viel schlechter - auch wenn die Halbleiterei (anders als die Drossel) keine Energie speichern kann). Das könnte dann - als mal schnell hingekritzelte Theorieidee, die weder simuliert, noch aufgebaut, noch besonders aufwendig gerechnet ist, etwa so aussehen:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200815/k22ww6hn.jpg

Kommentare zu diesem Schaltungsfragment:

• Konstantstromquelle um T1: LED1 wirkt hier als "Z-Diode" mit einem Temperaturgang, der den Gesamttemperaturgang der Konstantstromquelle um T1 minimiert.
  
• Konstantstromquelle um T1: C2 soll mögliche Rauscherei von LED1 "einfangen".
  
• Konstantstromquelle um T1: Zur Erhöhung ihres Innenwiderstands könnte man natürlich auch an eine Kaskodestromquelle denken. Das erhöht allerdings die minimal erforderliche Kollektorspannung von T1 (im derzeitigen Entwurf: ca. 1,8[V]), was mit der Kathodenspannung der 6N3P von ca. +3[V] bei 2,6[mA] (pro System) und +140[V] Anodenspannung kollidieren kann. Möglicherweise müßte man also für den Einsatz einer Kaskodestromquelle mit dem Anodenstrom runter, um mehr negative Gittervorspannung zu benötigen - oder man nimmt gleich ein hochohmigeres Rohr (6N1P oder 6N2P).
  
• Alternativ könnte man natürlich auch die masseseitigen Enden von R1 und R6 um einige Volt ins Positive hochlegen - dann hätte man an den Kathoden genügend Spannungsspielraum nach Masse auch für elaboriertere (und sehr hochohmige) Konstantstromquellen.
  
• Stromspiegel an den Anoden: der BCV62 ist zwar ein SOT23 SMD-Transistor - das läßt sich aber noch von Hand löten. Sein großer Vorteil ist, daß die beiden Spiegeltransistoren von Haus aus eng gepaart sind.
  
• Stromspiegel den Anoden: Hier handelt es sich um einen recht genauen, erweiterten Wilson Stromspiegel. Sein Nachteil ist allerdings, daß der Spannungshub am Kollektor von T4 (und damit an der Anode des rechten Triodensystems) sehr klein ist - jedenfalls VIEL kleiner als an der Anode des linkten Triodensystems. Am Kollektor von T4 kann also kein Spannungs-Nutzsignal zur Weiterverarbeitung abgegriffen werden - der Verstärker hat also einen "single-ended"-Ausgang (was in dieser Anwendung nicht weiter stört).
  
• Stromspiegel an den Anoden: Durch das unterschiedliche Spannungsverhalten an den Anoden machen auch Kondensatoren für die kapazitive Symmetrie wenig Sinn - deswegen sind sie hier ersatzlos entfallen.
  
• Stromspiegel an den Anoden: T3 ist der Transistor, an dem die meiste Verlustleistung stehen bleibt - deswegen muß der auch gekühlt werden.
  
• Stromspiegel an den Anoden: Es wäre wünschenswert, wenn T3 und T4 gepaart wären. Außerdem macht es u.U. Sinn, T4 auf den Kühlkörper von T3 mit draufzuschrauben (auch wenn T4 gar nicht gekühlt werden muß), um bei beiden Transistoren dieselbe Chiptemperatur sicherzustellen.
  
• Betriebsspannung +150[V]: Die Betriebsspannung wurde bewußt so niedrig gewählt, daß von Deinen +190[V] auf die +150[V] noch genügend "Spannungs-Fleisch" für ein wirksames Siebglied für die Versorgungsspannung vorhanden ist.
  

Ste_Pa (Beitrag #29) schrieb:

Die Reinhöfer-Drosseln sind sicher ihr Geld wert und die Firma baut allgemein sehr gut beleumundete Trafos, Drosseln und Übertrager. Nur mein Plan war es ja, mit leicht verfügbaren Standardbauteilen einen Röhren-KHV auszubauen.

Ein (corona-bedingtes) Problem beim Reinhöfer sind derzeit die Lieferzeiten: da muß man mehrere Monate einkalkulieren. Die Bauelemente für die Konstantstromquelle und den Stromspiegel der skizzierten Halbleiteridee sind alle lagernd beim Reichelt verfügbar und kosten (ohne Kühlkörper) deutlich weniger als EUR 3,-- - da sind u.U. die Versandkosten höher.
Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

Wow, da hast Du mir ja wieder "Futter" gegeben. Besten Dank!

Gegen ein paar Halbleiter in der Röhrenschaltung hätte ich Nichts einzuwenden, zumal sich die Kosten dafür ja im sehr überschaubaren Bereich befinden. Die SOT23-Gehäuse der BCV62 sind wegen der SMD-Bauform zwar nicht so schön, aber ich denke, da finde ich eine Lösung. Ich hatte voriges Jahr mal eine DIY-LED-Leuchte gebastelt mit Einzel-SMD-LED und dort für die Kontaktierung Lötnägel und kleine Drähtchen eingesetzt. Das war zwar etwas "fummelig", klappte im Prinzip letzendlich recht gut (und viel besser als zunächst "befürchtet").

Ich sitzte nun aber schon einige Stunden vor meinem LT-Spice und finde den Fehler nicht."Irgendetws" schwingt in der Simulation gewaltig. Dargestellt ist das Ausgangssignal der linken Vorröhre nach dem 100nF Kondensator (C1). Die GK ist quasi nicht vorhanden (R1 = 1MOhm). Das Schwingen nach C1 ist unabhängig vom Eingangssignal. Ich hatte das Gitter der rechten Röhre des LTP auch schon mit 220nF gegen Masse gelegt und hätte dann quasi einen Differenzverstärker gegen Masse. Aber das ändert auch Nichts am Verhalten der Simulation. Die LED- und BC547C-CCS gegen eine ideale LT-Spice CCS auszutauschen war auch nicht erfolgreich.

Die Spice-Parameter für den BCV62, den MJE350 und den BF472 (siehe Abspann) habe ich im Netz gefunden und in die standard.bjt von LT-Spice als Ergänzung eingetragen. Ich vermute hier könnte irgendwo etwas "faul" sein ...

Hast Du evt. eine Idee, woran das Verhalten liegen könnte ?

Viele Grüße
Steffen




.MODEL BCV62 PNP(IS=28.000E-15 ISE=24.903E-15 ISC=0.125E-12 XTI=3.300 BF=284.436 BR=4.800 IKF=0.380 IKR=0.932 XTB=1.600 VAF=43.0 VAR=6.960 VJE=1.0 VJC=0.900 RE=0.300 RC=2.251 RB=2.200 RBM=1.500 IRB=0.100E-3 CJE=11.800E-12 CJC=8.700E-12 XCJC=0.650 FC=0.750 NF=1.0 NR=1.005 NE=2.234 NC=2.074 MJE=0.435 MJC=0.600 TF=0.600E-9 TR=2.604E-9 PTF=1.0 ITF=0.314 VTF=2.0 XTF=6.500 EG=1.110 KF=1E-9 AF=1 MFG=SIEMENS)

.MODEL mje350 PNP(IS=6.01619f BF=157.387 NF=0.910131 VAF=23.273 IKF=0.0564808 ISE=4.48479p NE=1.58557 BR=0.1 NR=1.03823 VAR=4.14543 IKR=0.0999978 ISC=1.00199e-13 NC=1.98851 RB=0.1 IRB=0.202965 RBM=0.1 RE=0.0710678 RC=0.355339 XTB=1.03638 XTI=3.8424 EG=1.206 CJE=1e-11 VJE=0.75 MJE=0.33 TF=1e-09 XTF=1 VTF=10 ITF=0.01 CJC=1e-11 VJC=0.75 MJC=0.33 XCJC=0.9 FC=0.5 CJS=0 VJS=0.75 MJS=0.5 TR=1e-07 PTF=0 Vceo=300 Icrating=0.5A mfg=OnSemi)

.MODEL BF472 PNP( IS=9.124f NF=0.9904 ISE=1.672f NE=1.527 BF=198.2 IKF=0.13 VAF=465.9 NR=0.99 ISC=2.139E-13 NC=1.08 BR=1.256 IKR=0.1 VAR=13 RB=5 IRB=1E-06 RBM=0.5 RE=0.635 RC=1.42 XTB=0 EG=1.11 XTI=3 CJE=1.447E-11 VJE=0.8484 MJE=0.3884 TF=1.38n XTF=21.78 VTF=2 ITF=0.065 CJC=8.483p VJC=0.6298 MJC=0.4561 XCJC=0.619 TR=1m2 XTB=0 XTI=3 EG=1.11 FC=0.99)

3n3p.inc
* https://gist.github.com/chanmix51/6947361
.SUBCKT 6N3P-E 1 2 3 ; P G C (Triode) 16-Nov-2001
+ PARAMS: MU=31.33 EX=1.979 KG1=1920.5 KP=211.72
+ KVB=300.0 VCT=0.00 RGI=1k
+ CCG=2.5P CGP=1.3P CCP=1.4P
E1 7 0 VALUE=
+{V(1,3)/KP*LN(1+EXP(KP*(1/MU+(V(2,3)+VCT)/SQRT(KVB+V(1,3)*V(1,3)))))}
RE1 7 0 1G
G1 1 3 VALUE={(PWR(V(7),EX)+PWRS(V(7),EX))/KG1}
RCP 1 3 1G ; TO AVOID FLOATING NODES IN MU-FOLLOWER
C1 2 3 {CCG} ; CATHODE-GRID;
C2 2 1 {CGP} ; GRID-PLATE;
C3 1 3 {CCP} ; CATHODE-PLATE;
D3 5 3 DX ; FOR GRID CURRENT
R1 2 5 {RGI} ; FOR GRID CURRENT
.MODEL DX D(IS=1N RS=1 CJO=10PF TT=1N)
.ENDS

Servus Steffen,

bei fast +150[V] an der Anode des linken Triodensystems stimmt mehr nicht (da ist die Röhre ja in einer Richtung gar nicht mehr aussteuerbar, weil irgendwas "am Anschlag steht") - sowas kann zuweilen halt bei reinen Theorieentwürfen rauskommen (bei denen auch gröbere Denkfehler keinesfalls ausgeschlossen sind):

pragmatiker (Beitrag #30) schrieb:

mal schnell hingekritzelte Theorieidee, die weder simuliert, noch aufgebaut, noch besonders aufwendig gerechnet ist

Das muß ich mir selbst in der Simulation und mit dem Taschenrechner mal genauer ansehen. In der Zwischenzeit könntest Du ja mal in Deiner Simulation - nur zum Spielen, um zu sehen, was passiert - einen Widerstand in der Gegend von 10[kOhm] bis 30[kOhm] in die Anodenleitung des rechten Triodensystems (zwischen Anode und Kollektor T4) reinhängen und schauen, was passiert.

Schwingt es auch dann, wenn die Gegenkopplungsschleife wirklich offen ist (d.h. entweder R1 oder C4 nicht vorhanden sind)?

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

... sowas kann zuweilen halt bei reinen Theorieentwürfen rauskommen (bei denen auch gröbere Denkfehler keinesfalls ausgeschlossen sind) ...

Das ist nicht schlimm und sicher auch normal, vorallem aber lerne ich so vermutlich (viel) mehr, als wenn eine Schaltung gleich (perfekt) funktioniert (was aber i.d.R. im Allgemeinen auch eher selten der Fall ist.).
Auch ging es mir hier ja zunächst um eine Diskussion mit Anregungen, wie man einen kleinen Röhren-KHV mit RKT als AÜ gestalten kann und nicht direkt um einen fertigen und erprobten "Serviervorschlag"

... Schwingt es auch dann, wenn die Gegenkopplungsschleife wirklich offen ist (d.h. entweder R1 oder C4 nicht vorhanden sind)? ...

Ganz ohne bzw. mit offener GK sieht es so aus ...



Und wenn ich das Gitter der rechten LTP-Röhre wechselspannungsmäßig (via 220 nF) auf Masse lege sieht es so aus ...



Wenn es nützlich ist, könnte ich meine LT-Spice-Dateien auch in meine Dropbox legen und den Link zu den Dateien hier posten (?).

Viele Grüße
Steffen

Ste_Pa (Beitrag #33) schrieb:

Wenn es nützlich ist, könnte ich meine LT-Spice-Dateien auch in meine Dropbox legen und den Link zu den Dateien hier posten (?).

Das hilft sicher - den Link kannst Du mir gerne auch per PM schicken, wenn Dir die zusätzliche Privatheit wichtig ist.

Grüße

Herbert

... Das hilft sicher - den Link kannst Du mir gerne auch per PM schicken ...

Hallo Herbert,

das habe ich mal genau so gemacht.

Viele Grüße
Steffen

Danke - aber heute abend komme ich nicht mehr dazu, mich damit zu beschäftigen.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

ich habe noch ein wenig "gespielt" und mich auch einer FET-CCS erinnert, die der Valve Wizard (Merlin Blencowe) in seinem Buch beschreibt und auch wohl gern einsetzt. Diese FET-CCS arbeitet in der Simulation zufriedenstellend, aber auch nur in Verbindung mit den ohmschen Anodenwiderständen, sobald ich den Stromspiegel dazu nehme, passieren in der Simulation wieder "seltsame Dinge".

Was mir aufgefallen ist ... R15 ist mein Gegenkopplungswiderstand (Spannungsteiler mit 470 kOhm). Mit 25 MEGAOhm für R15 komme ich in der Simulation auf eine passende Gesamtverstärkung des Amps. Ist das nicht auch deutlich zu hoch ?



Bis hier hin erst einmal ...

Viele Grüße
Steffen

Servus Steffen,

Ste_Pa (Beitrag #37) schrieb:

sobald ich den Stromspiegel dazu nehme, passieren in der Simulation wieder "seltsame Dinge"

das Problem liegt mit Sicherheit im Stromspiegel. Der sollte eigentlich durch seine Eigenschaften ja (gegenüber normalen Widerständen) die Verstärkung erhöhen bei gleichzeitig minimierten Verzerrungen. Ich hab' diesen Spiegel einfach aus der Level-Shifter MOSFET-Endstufenansteuerung einer industriellen Halbleiterschaltung, die ich vor vielen Jahren mal entwickelt habe (schneller Leistungs-Präzisions-Meßverstärker +/-200[V] und +/-2[A]), und die einwandfrei funktioniert hat, übernommen und "an die Anoden der 6N3P geklatscht". Dabei hab' ich wohl wegen "schnell-schnell" irgendwas ganz Entscheidendes übersehen - was, das muß ich jetzt rausfinden.

Ste_Pa (Beitrag #37) schrieb:

R15 ist mein Gegenkopplungswiderstand (Spannungsteiler mit 470 kOhm). Mit 25 MEGAOhm für R15 komme ich in der Simulation auf eine passende Gesamtverstärkung des Amps. Ist das nicht auch deutlich zu hoch ?

(25[MOhm] / 470[kOhm]) + 1 = ~ 54,19 - das ist das Spannungsteilerverhältnis R15 / R7. Da R7 (anders als bei den niederohmigen Widerständen von Gegenkopplungen in einen Kathodenkreis) so hochohmig ist und die Gegenkopplung außerdem an einem Punkt sehr hoher Signalspannung (der Anode) anstelle der Sekundärseite des Ausgangsübertragers abgegriffen wird, dürfte das schon passen. Es spricht allerdings überhaupt nichts dagegen (weil ja am Gitter sonst nichts dranhängt), R7 deutlich niederohmiger zu machen und z.B. auf den E96 Normwert von 18,7[kOhm] zu reduzieren - dann landen wir mit R15 bei 1[MOhm] (und die zusätzliche Wechselstrombelastung der Endstufe von ca. 130[µAss] bei Vollaussteuerung dürfte noch tolerierbar sein). Diese niederohmigere Auslegung ist auch im Sinne einer korrekten Höhenwiedergabe gut - die Gitter- und Millerkapazität der 6N3P sind schließlich nicht vernachlässigbar klein.

Häng' doch mal bitte in Deiner Simulation Labels mit Namen an die Schaltungspunkte ran, die im Oszillogramm zu sehen sind - was z.B. der Schaltungsknoten "n006" ist, kann man sonst nicht wissen. Außerdem wäre eine deutlich kontrastierende farbliche Trennung (rot / grün / blau usw.) der einzelnen Kurven hilfreich, um Verwechslungen bei nahe beieinander liegenden Farben zu vermeiden.

Wenn Deine Schaltung mit den Anodenwiderständen das macht, was Du Dir vorstellst (Verstärkung, Leistung, Verzerrungen, Frequenzgang, Rechteckverhalten), dann bau sie doch mal auf - aufwandsreduziert genug ist sie dann ja. Etwa 120[mW] Ausgangsleistung (ca. 8,49[Veff] in 600[Ohm]) scheinen da ja rauszukommen (100[mW] waren ja wohl Dein Ziel) - schau Dir allerdings nochmal die Verzerrungen an: Die positive Sinusspitze landet knapp oberhalb von +12[V] und die negative Sinusspitze erreicht die -12[V] nicht ganz - dieser "DC-Offset" deutet auf eine unsymmetrische Kurvenform des Sinus (und damit auf Verzerrungen) hin.

Wie lange das dauert, bis das mit dem Stromspiegel erstmal in der Simulation ordentlich läuft, ist schwer abzuschätzen - und dann ist das noch nicht realisiert (die Praxis kann da wegen der unvermeidlichen Paarungstoleranzen der Halbleiter durchaus noch für Überraschungen sorgen).

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

hab wieder vielen Dank für Deine Ausführungen und Erklärungen.

Ich habe jetzt mal folgende Varianten des KHV mittels LT-Spice simulativ gegenübergestellt:

1. Vorstufe als LTP, dabei LTP mit MOSFET CCS, Gegenkopplung von Anode der Endröhre auf Gitter der rechten LTP-Röhre (über Spannungsteiler) [THD: 1,16% bei PRMS@600Ohm: 105mW]
   
2. Vorstufe als LTP in der klassischen Ausführung ohne CCS, Gegenkopplung von Anode der Endröhre auf Gitter der rechten LTP-Röhre (über Spannungsteiler) [THD: 1,13% bei PRMS@600Ohm: 104 mW]
   
3. Vorstufe als normale Katodenbasisschaltung, Gegenkopplung von der Anode der Endröhre zur Kathode der Vorröhre (über Spanungsteiler) [THD: 1,13% bei PRMS@600Ohm: 105 mW]
   
4. Vorstufe als normale Katodenbasisschaltung, Gegenkopplung lokal von der Anode der Endröhre zum Gitter der Endröhre (über Spanungsteiler) [THD: 0,95% bei PRMS@600Ohm: 101 mW]
   

Damit eine "halbwegs" objektive Vergleichbarkeit möglich ist, hatte ich die GK-Parameter in jeder Schaltungsvariante soweit angepasst, dass ungefähr 100mW am sekundärseitig angeschlossenen 600-Ohm-Kopfhörer entstehen.

Das für mich Merkwürdige ist nun ... Die von LT-Spice per FFT ermittelten THD unterscheiden sich kaum. Den geringsten Wert an THD hat dazu auch noch ausgerechnet die normale Kathodenbasisschaltung von nur einer Vorröhre. Wobei hier nur lokal an der Endröhre (Anode auf Gitter) gegengekoppelt wird.
Erwartet hatte ich, dass die LTP-Varianten deutlich besser abschneiden und die LTP-Variante mit CCS am besten.

Hast Du für die (unerwarteten) Simulationsergebnisse evt. eine Erklärung ?
Das die Simualtion nicht Alles ist und eben nur eine Simulation ist klar, aber i.d.R. sollten die Ergebnisse der Simulation doch zumindest halbwegs auf einen praktischen Aufbau übertragbar sein.









Bis hier hin erst einmal.

Sonntägliche Grüße
Steffen

Servus Steffen,

ohne mich jetzt schon im Detail damit beschäftigt zu haben: Die 6N3P ist ein recht niederohmiges und recht steiles (6N3P: 6[mA/V], 6N2P: 2,25[mA/V], 6N1P: 3,5[mA/V], ECC85: 6[mA/V], ECC88: 12,5[mA/V] (Spanngitterröhre), ECC81: 5,5[mA/V], ECC82: 2,2[mA/V], ECC83: 1,6[mA/V]) UKW-Rohr (deswegen auch die VHF/UHF-Schwingschutzwiderstände an den Gittern) - da sind die ca. 1,86[mA] Anodenstrom Deiner ersten Simulation (von vier) im vorstehenden Beitrag mit der MOSFET-Stromquelle möglicherweise a bisserl mager, weil man da weit unten im gekrümmten Kennlinienteil rumturnt (als Oszillator einwandfrei - als Verstärker eher nicht). Außerdem hat die Gate-Threshold-Spannung von MOSFETs riesige Toleranzen - ob da diese Stromquelle in der Praxis da so (reproduzierbar) funktioniert, wie das die Simulation hoffen läßt, müßte man überprüfen.

Zu Deinem LTP ("Long Tailed Pair") in zweiten Simulationsbild von oben: Mit nur 220[Ohm] Kathodenwiderstand (R8) ist das kein Long-Tailed-Pair, weil ein derartig niederohmiger Widerstand nicht einmal im Ansatz als (hochohmige) Konstantstromquelle (wie sie für ein LTP bzw. einen echten Differenzverstärker notwendig ist) wirken kann (dazu müßte R8 mindestens schon 10[kOhm] oder mehr groß sein). Theoretisch sollte der Innenwiderstand des gemeinsamen Kathodenwiderstands "R8" unendlich hochohmig sein, um eine schöne Konstantstromquelle abzugeben - das ist ja der Sinn der Übung: Daß der Summenstrom durch beide Kathoden bei Aussteuerungsänderung kein bißchen ansteigen oder abfallen kann. Das geht natürlich rein praktisch nicht, weil dann auch die Anodenspannung unendlich hoch sein müßte. Also behilft man sich mit einem hinreichend hochohmigen, gemeinsamen Kathodenwiderstand (der natürlich wieder einige zehn Volt Spannung "frißt") oder eben mit einer Konstantstromquelle (die keinen großen Spannungsabfall benötigt), deren differentieller Innenwiderstand (im interessierenden Aussteuerbereich) selbst bei einfacheren Konstruktionen bei > 500[kOhm] bis > 1[MOhm] liegen dürfte. Was beim widerstandsbasierten LTP bei der 6N3P auch noch zu beachten ist: Die zulässige U(fk) bei dieser Röhre ist maximal 100[V]. Um irgendwelchen damit zusammenhängenden (hörbaren) Audio-Dreckeffekten (die beim artgerechten Einsatz als UKW-Röhre gar nicht relevant werden würden) von Haus aus aus dem Weg zu gehen, würde ich persönlich bei dieser Röhre kein größeres Kathoden-/Heizfaden-Potentialgefälle als max. ca. 50[V] in einer Schaltung zulassen. Auch das setzt dem Innenwiderstand des gemeinsamen Kathodenwiderstands eines widerstandsbasierten LTPs enge Grenzen - besonders bei einem so niederohmigen Rohr wie der 6N3P --> auch da landet man irgendwann ganz automatisch bei der Konstantstromquelle.

Der Verstärkerversuchsaufbau, dessen Frequenz- und Phasengangplot meinen Avatar ziert, ist mit einer ECC81 Differenzeingangsstufe aufgebaut, deren Kathoden-Konstantstromquelle eine EF806 ist (das ist ein "Tube Only"-Spiel-Konzept ohne Halbleiter, wenn man von den Gleichrichtern im Netzteil absieht). Meiner Erinnerung nach ist deren Innenwiderstand irgendwas in der Gegend von 3[MOhm]. Um da an den Anodenwiderständen (nein, damals keine Drossel und auch kein Stromspiegel) der ECC81 noch zu einem vernünftigen Signalspannungshub zu kommen, betrug die Versorgungsspannung der Vorstufe +310[V] (die Endstufe rennt mit ca. +650[V]) - Anoden-/Kathodengefälle der ECC81 ca. 142[V], Anodenstrom 2 * ca. 3[mA], Anodenspannung ca. +210[V], Anodenwiderstände je 33[kOhm], Kathodenspannung der ECC81 ca. +68[V] (= Anodenspannung der EF806 Konstantstromquelle). So hohe Betriebsspannungen wollten wir ja bei diesem KHV-Projekt meiner Erinnerung nach allerdings vermeiden.

Die nur ca. 80[V] Anoden- / Kathodenspannungsgefälle Deiner vier obigen Simulationen sind aus Verzerrungssicht sicher auch nicht optimal (Kennlinien: https://frank.pocnet.net/sheets/113/6/6N3P.pdf ) - deswegen kam ich (um die Betriebsspannungen niedrig zu halten) ja mit der Anodendrossel bzw. dem Stromspiegel daher. Mit der sich aus der niedrigen Anodenspannung und den niedrigen Anodenströmen ergebenden, niedrigen Kathodenspannung in der Gegend von ca. +1[V] ist jedenfalls die Eingangsaussteuerbarkeit (ohne Lautstärkesteller) arg begrenzt: mit 775[mVeff] (0[dBu]) = ca. 2,19[Vss] kann man die Schaltung dann jedenfalls nicht mehr aussteuern - da landet man dann schon im Gitterstrombereich der 6N3P. Mit ca. +3[dBu] sollte man Schaltungen mit nur etwas Anspruch bei voll aufgedrehtem Lautstärkesteller schon noch ohne deutlichen Verzerrungsanstieg aussteuern können - das wären dann ca. 1,095[Veff] bzw. ca. 3,1[Vss]. Das heißt, das (mit nur minimaler Reserve) die Kathodenspannung (gegen Masse) höchstens ca. -1,7[V] betragen darf - negativer wäre hier besser.

So richtig "wohl" fühlt sich die 6N3P als Verstärker (als Oszillator sieht das anders aus) bei Anodenspannungen (d.h. Anoden-/Kathoden-Gefälle) in der Gegend von ca. +100[V] bis ca. +170[V] bei Anodenströmen von ca. 4[mA] an aufwärts (natürlich nur innerhalb ihrer zulässigen Anodenverlustleistungsgrenzen).

Aber bei diesen Sachen ist eines unerläßlich: Versuch macht kluch - also einfach mal einen "Lieblingsentwurf" mit halbwegs passablen Simulationsdaten aufbauen und schauen, was passiert.

Grüße

Herbert

...

Hallo Herbert,

nun hast Du Dich doch etwas beschäftigt bzw. Dir meine Simulationsbilder genauer angeschaut.

Mit dem LTP hast Du natürlich Recht, in meinem klassischen Aufbau hatte der "Tail-Widerstand" nur 1 Ohm. Das ist natürlich Nichts bzw. keine CCS (nicht mal im Ansatz).
Vielen Dank auch noch mal für Deine doch recht ausführlichen Erläuterungen, das war Alles sehr gut verständlich für mich.

Ich habe vorhin noch etwas im Netz recherchiert und bin auf eine rel. einfache CCS (für den Tail-Kathodenzweig) gestoßen, die mit einer negativen Hilfsspannung arbeitet (Klick). Diese gefiel mir erst einmal, auch aufgrund der Einfacheit relativ gut und auch besser als die MOSFET-CSS (die, wie Du geschrieben hast, wegen den MOSFET-Differenzen, in der Praxis Tücken zeigen kann). Mit der LED-Transistor-CSS aus #30 hat mein LT-Spice (unabhängig von Stromspiegel) Probleme, zumindest traten "komische" Effekte auf. Das kann aber auch an meinem LED-Model liegen. Die CCS mit neg. Hilfsspannung arbeit in LT-Spice einwandfrei. Im praktischen Aufbau könnte ich so etwas auch realisieren. Es käme dann eine Wicklung auf den RKT für die Stromversorgung hinzu. Das würde die Komplexität zwar etwas erhöhen, aber noch in einem erträglichen Maße, denke ich.

Was Du zur 6n3p geschrieben hast, konnte ich an der Simulation jetzt sehr gut nachvollziehen. Ich habe die Gegenkopplung komplett abgeklemmt. Meine (vermeintlichen) Spannungs-Reserven für eine GK aus den vorigen Simulationsversuchen basierten auf einem Betrieb der 6n3p mit Anodenspannungen deutlich unter 100 Volt. Damit erhielt ich offensichtlich eine halbwegs einträgliche Spannungsverstärkung, komme aber in den "nicht so schönen Bereich" der Kennlinien. Folgende Bilder zeigen das ganz gut ....

Ua: 106V, Ia (eine Röhre): 3,6 mA
Am Ausgang des LTP habe ich bezogen auf meine Eingangsamplitude nur ca. 4 Volt nach der 6n3p. Damit ist kein "Futter" mehr da für eine Gegenkopplung. Gehe ich mit Ua noch etwas nach oben, schaffe ich es nicht einmal mehr die 6n6p als Endröhre voll auszusteuern.


Ua: 90V, Ia (eine Röhre): 4 mA
Am Ausgang des LTP habe ich bezogen auf meine Eingangsamplitude knapp 4,8 Volt nach der 6n3p. Damit ist noch knapp "Futter" da für eine Gegenkopplung. Viel ist aber leider auch hier nicht.


Ich habe dann mal mit der µ-starken 6n2p probiert ... Hier ist es aber so, wie Du auch angedeutet hast und wie es auch Deine Übersicht in #16 zeigt, dass ich hier vermutlich keinesfalls mit Betriebsspannungen unter 200 Volt auskomme. In der Simulation erhielt ich ab einer UB von 350V bessere THD als in allen zuvor getesteten Varianten.


Nun bin ich gerade etwas ratlos ... Meine geplanten Zuspieler (kleine USB-DACs für den PC, bzw. mobile FLAC-Format-Player) liefern um die 300mV_eff am Ausgang. Für diese Spannung sollte der KHV dimensioniert sein, also in Vollaussteuerung kommen.
Ich fürchte nun fast mit der 6n3p als Vorröhre schaffe ich das nicht. Die 6n2p ist zwar verstärkungsstark (µ ca. 100) aber sehr hochohmig und sie erfordert (demzufolge) eine rel. hohe Betriebsspannung.
Kennst Du evt. noch eine andere Röhre mit einem mittleren µ, so zwischen 50 und 70, die man hier einsetzen könnte ?

Eine Lösung wäre diese Anodendrossel, aber die wollte ich aus verschiedenen Gründen ja nicht (Kosten, Platzbedarf und Bezugsmöglichkeiten).

Auf den Seiten von bartola.co.uk findet sich einiges Interessantes zu CCS und auch elektronischen Gyratoren (z.B.: Klick oder Klick). Aber das geht dann "irgendwie" in eine Richtung, die mir "to much" ist, weil die Halbleiterschaltungstechnik dann vom Aufwand her doch (un)verhältnismäßig hoch wird, im Vergleich zu den eher einfachen klassischen Röhrenschaltungen.

Ein Frage kam mir auch noch auf ... Im Netz findet man an einigen Stellen auch Schaltungen, die einen "schnöden" LM317 als CCS im Kathodenzweig betreiben. Aber ich vermute es gibt auch gute Gründe keinen integrierten Spannungsregler an dieser Stelle einzusetzen?

Wegen dem "Versuch macht kluch ... " Das ist, denke ich, in der Tat so. Einen ersten Versuch bzw. praktischen Aufbau des KHV mit RKT (#4) hatte ich ja schon mal unternommen. Leider ist das hier wegen dem "Küchentisch" immer nicht ganz so einfach. Ich kann immer nur temporär meinen "Krams" "ausbreiten" und nur in einem begrenzten Zeitrahmen dort so viel Platz einnehmen. Also "am Stück" muss dann möglichst viel probiert, getestet und vermessen werden. Daher muss ich immer alles relativ gut vorbereiten und kann LEIDER nicht so viel ausprobieren, wie ich das mir wünsche. Daher bin ich auch immer viel in LT-Spice am Simulieren. Wenn hier ein zufriedenstellendes Konzept am Rechner steht, würde ich mich an den Aufbau machen. Ich baue mir dann meistens Module (Modul mit den Röhren, Modul für die Spannungsversorgung, ggf. Zusatzmodule, etc.). Das ist zwar nicht optimal reduziert aber die Zeit, die der "Küchentisch in Beschlag" ist und ermöglicht eine gewisse Arbeits(ein)teilung auf kleiner Fläche in Stufen (Stufe a: Tisch voll mit Trafowickel-Krams bzw. Mechanik, Stufe b: Tisch voll mit Bauteilkisten und Lötkrams, Stufe c: Tisch voll mit aufgebauter Schaltung, Netzteilen und Mess-/Prüfgeräten, usw.).

Viele Grüße
Steffen

PS:
Eine möglicherweise doch noch notwendige Kompensation der Vormagnetisierung im RKT habe ich auch noch im Blick. Zumindest wollte ich einen RKT-AÜ so vorbereiten, dass ich zumindest die Option habe primärseitig über eine (einfache, manuell einstellbare) CCS zu kompensieren. Den Netz-RKT wollte ich auch so anlegen, dass dafür eine Wicklung vorhanden ist. Wenn meine 50-VA-RKT (ÄU) die DC-Vormagnetisierung (primär ca. 25 mA) doch ohne Kompensation "wegstecken" um so besser.
Dann ist auch noch das mögliche Problem mit den 600-Ohm-Hörern, die möglicherweise mit 230V:60V nicht mit 100mW zu betreiben sind (230V zu ca. 100V wären hier optimal). Daher wollte ich in Vorbereitung schon mal auf einen RKT-AÜ etwas Draht hinzuwickeln.

PSS: Die Sache mit einer Pentode (bei Dir die EF806) als CCS hatte DB auch schon mal ins "Spiel" gebracht. Für einen Röhrenverstärker ist so etwas vermutlich die stilechte Möglichkeit eine CCS zu realisieren. Reizen würde mich so etwas auch, aber ich fürchte der Aufwand steigt dann schon gewaltig, insbesondere wegen der deutlich höheren Versorgungsspannung die man dann benötigt. Die Heizung der Vorröhre auf ein "angenehmes" Potential legen, muss man dann auch. Und ursprünglich sollte es hier ja auch "nur" ein "einfacher" kleiner Röhrenkopfhörerverstärker werden. Aber alle hier diskutierten Realisierungsmöglichkeiten finde ich höchst interessant, man bastelt ja (auch), um etwas zu lernen (zumindest baue ich, im Gegensatz zu früher, schon seit einigen Jahren nur noch das auf, was ich auch halbwegs in der Theorie funktionstechnisch verstanden habe) . Die Sache ein LTP einzusetzen, um fast ideal gegenzukoppeln, hatte ich z.B. nie auf dem "Schirm", erkenne nun aber die Vorteile einer solchen Schaltungstopologie.

Servus Steffen,

Ste_Pa (Beitrag #42) schrieb:

Mit der LED-Transistor-CSS aus #30 hat mein LT-Spice (unabhängig von Stromspiegel) Probleme, zumindest traten "komische" Effekte auf. Das kann aber auch an meinem LED-Model liegen

Die simpel-LED-Konstantstromquelle funktioniert in der Praxis seit Jahrzehnten. Wenn das mit der LED in der Simulation nicht hinhaut, dann schalte halt zwei oder drei Wald-und-Wiesen (1N4148, 1N914, usw.) Siliziumdioden in Serie und setze sie anstelle der LED in die Simpel-CCS-Schaltung ein. Der dann etwas veränderte Temperaturgang interessiert ja in der Simulation erstmal nicht. Was allerdings erforderlich ist: Mindestens ca. 1,7[V] sollten - wie weiter oben bereits geschrieben - am Kollektor des Transistors anstehen, damit diese LED-Konstantstromquelle einwandfrei funktioniert. Liegt die Kollektorspannung drunter (wie bei Deinen Simulationen mit Kathodenspannungen in der Gegend von +1[V] bis +1,1[V]), wird es schwierig, weil das angesichts des Basispotentials des Transistors bedeuten kann, daß dessen Kollektorpotential unter das Emitterpotential fällt, was natürlich nicht möglich ist. Außerdem sinkt in der Sättigung und in der Nähe der Sättigung die Stromverstärkung von Bipolartransistoren im allgemeinen deutlich ab, was bei einer Konstantstromquelle auf eine Reduktion ihres Innenwiderstandes rausläuft.

Wenn sich das Kollektorpotential des Transistors durch sinnvolle Arbeitspunkteinstellung nicht genügend weit anheben läßt, dann legt man halt die beiden Gitterableitwiderstände nicht auf Masse, sondern z.B. (durch einen - wechselspannungsmäßig via Kondensator zur Masse hin kurzgeschlossenen - Spannungsteiler) auf +3[V]. Dann hat der CCS-Transistor auf bei einem "1[V] Arbeitspunkt" ca. +4[V] Kollektorpotential, was für eine vernünftige Funktion der LED-CCS in jedem Fall reichen sollte. Der Querstrom durch den Spannungsteiler muß ja nicht groß sein - durch die Gitterableitwiderstände fließt ja kein Strom. 500[µA] Querstrom durch den Spannungsteiler sollten in jedem Fall reichen. Das wären dann bei +160[V] Anodenspannung und +3[V] Spannung am Teilerabgriff ein oberer Teilerwiderstand von 316[kOhm], ein unterer Teilerwiderstand von 6,04[kOhm] und ein Parallelkondensator (Elko) von 47[µF] zum unteren Teilerwiderstand. Damit ergibt sich für diesen Teiler eine untere -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 0,57[Hz] - d.h. spätestens ab etwa 6[Hz] aufwärts sollte die Differenzstufe (mit der mit dem jeweiligen Konzept maximal möglichen Gleichtaktunterdrückung) das tun, was sie soll. Die Teilerwiderstände können beide stinknormale 0,6[W] / 0207 / 1% / E96-Typen sein - Widerstände mit höheren Belastbarkeiten braucht es bei dieser Dimensionierung nicht.

Zu einer Konstantstromquelle mit dem LM317: Die soll ja auch bei 20[kHz] noch eine Konstantstromquelle sein (d.h. einen sehr hohen Innenwiderstand haben). Dazu muß sie auch bei 20[kHz] noch viel Verstärkung haben - also hinreichend schnell sein. Die "Ripple rejection versus frequency" ist ein direktes Abbild der (frequenzabhängigen) Verstärkung. Wenn man sich vor diesem Hintergrund mal Seite 8 dieses Datenblatts ("Ripple Rejection versus frequency") https://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm317.pdf?ts=1597737144363 anschaut, dann sieht man, daß es bei bereits 20[kHz] mit einem "linealglatten" Frequenzgang ziemlich deutlich vorbei ist - da liegen wir bereits bei -6[dB] bezogen auf 10[kHz]. Beim LM317 von OnSemi sieht das noch schlechter aus (Seite 6): https://www.onsemi.com/pub/Collateral/LM317-D.PDF . Für einen grummelnden und donnernden Subwoofer mag das reichen - für brillantes Hochton-Hifi ist das nicht ideal.

Eine Konstantstromquelle mit negativer Versorgungsspannung sollte an dieser Stelle nicht erforderlich sein (siehe vorstehende Erläuterungen) - auch einen Hochspannungs-Leistungstransistor a la MJE340 braucht es an dieser Stelle nicht - da reicht ein Wald-und-Wiesen BC547B oder BC547C.

Ste_Pa (Beitrag #42) schrieb:

Kennst Du evt. noch eine andere Röhre mit einem mittleren µ, so zwischen 50 und 70, die man hier einsetzen könnte ?

Die ECC81 ist recht niederohmig, kommt mit einem "µ" in der Gegend von 60 daher und wird bei einem Anoden-/Kathodengefälle ab ca. 170[V] so richtig "wach". Die ECC88 ist ebenfalls recht niederohmig und steil, kommt mit einem "µ" in der Gegend von 33 daher und ist bereits bei einem Anoden-/Kathodengefälle von ca. 90[V] "voll da".

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

die zu geringe Kollektorspannung des Transistors der LED-Transistor-CCS war mein Fehler in den ersten Simulation. Das konnte so mit knapp 1 Volt nicht funktionieren. Dank Dir für die ausführliche Erklärung.

Ich habe jetzt mal eine Simulation mit der ECC81 als LTP mit Transistor-LED-CCS durchgeführt, mit UB=250V, Ua=170V und Ik_LTP=4,9mA. LTP_out liefert hier eine Amplitude von etwas über 5V, so dass ich die 6n6p voll aussteuern kann und noch etwas Spannungsverstärkung für die Gegenkopplung "übrig" habe.





Allerdings zeigt LT-Spice hier eine THD von 0.96% bei ca.100mW@600Ohm im Hörer (bei aktiver GK). Ich hatte hier "irgendwie" einen besseren Wert erhofft.

Wenn ich mir dagegen nun die einfache Startvariante mit nur einem Röhrensystem der 6n3p (bei niedriger UB und Ua), die jedoch mit einer GK vom Ausgangsübertrager sekundärseitig abgegriffen arbeitet, liege ich kaum schlechter (THD: 1,1% bei ca. 100mW@600Ohm im Hörer).



Allerdings zeigt / berücksichtigt die LT-Spice-Simulation vermutlich nicht, die Phasenverschiebungen, die am realen Ausgangsübertrager auftreten. Du hattest weiter oben im Thread geschrieben, dass die Phasenverschiebungen, die ein realer Ausgangsübertrager zwangsläufig verursacht, für die GK ein (großes) Problem darstellen, was mir einleuchtet, wenn ich betrachte, dass nur ein exakt um 180° phasenverschobens Korrektursignal in der Lage ist, die Fehler des Ausgangssignales korrekt im 0° Eingangssignal "auszulöschen". Und dieser Nachteil der Gegenkopplungsart überwiegt die Vorteile (Einbeziehung des Einflusses des AÜ auf den Frequenzgang sowie die Niederohmigkeit der GK), so dass der primärseitige Angriff der GK vorzuziehen ist.

Hierzu auch noch eine Frage ... Wir hatten weiter oben im Thread besprochen, dass der primärseitige Abgriff des GK-Signales sehr hochohmig ist. Schaffe ich mir hier nicht beim praktischen Aufbau evt. auch Probleme, durch Empfindlichkeit der GK-Leitung gegen Störungen? Abgeschirmte Kabel in der GK-Schleife sind vermutlich zu empfehlen.

Dank Dir auch für die Ausführungen zum LM317 als CCS. Ich habe den IC dann für meine Verstärker im Zusammenhang mit dem Signalweg gedanklich gestrichen.
Ich habe hier die Grafik "Ripple Rejection versus frequency" (als direktes Abbild der (frequenzabhängigen) Verstärkung) nochmal direkt in Bildform aus dem Datenblatt des LM317 von ON-Semiconductors eingefügt, damit weitere Leser im Thread es direkt anschauen können. Der Abfall der Brummspannungsunterdrückung mit zunehmder Frequenz ist sehr offensichtlich. Für die Normalanwendung in Netzteilen ist das sicher kein Problem, man sieht, dass bei ca. 100Hz das Maximum der Brummspannungsunterdrückung ist.


Bild: "Ripple Rejection versus frequency" aus dem Datenblatt des LM317 von ON-Semiconductors

Bis hier hin erst einmal ...

Viele Grüße
Steffen

Servus Steffen,

ich hab' mich mal ein paar Minuten hingesetzt und ein kleines bißchen rumgespielt - hier mal das Schaltbild dieser Spielerei:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200819/ekxbaa9k.jpg

Funktioniert in der Simulation recht gut und klirrarm. Verstärkung ca. 20,5[dB], maximaler unverzerrter (< 1%) Ausgangspegel ca. 27,6[Vss] bei 920[mVeff] Eingangsspannung (Achtung: die Spannung bei den LTSpice-Signalquellen wird in [Vs] (und nicht in [Veff]!) angegeben, man muß also den Taschrechner (idealerweise HP35s) bemühen). Weitere Ergebnisse stehen im Schaltbild drin.

Die Konstantstromquelle ist jetzt eine Kaskode-Konstantstromquelle. Grund: Mit der "Ein-Transistor"-Konstantstromquelle war nur ein Innenwiderstand in der Gegend von 200[kOhm] zu erreichen - zu wenig für einen auch nur halbwegs vernünftigen Differenzverstärker. Die Kaskode-Konstantstromquelle bringt einen Innenwiderstand von ca. 3[MOhm] auf die Waage - also das rund 15-fache der "Ein-Transistor"-Version.

Die für diese Kaskode-Konstantstromquelle zwingend erforderliche Anhebung des Gitter- (und damit Kathoden)Potentials der 6N3P um ca. +5[V] erfolgt mit den Bauelementen, die sich am Punkt "GRID_BIAS" treffen (R9 / R10 / C2).

Die parallel geschalteten Anodenwiderstände haben ihren Grund: Dadurch kommt man leistungsmäßig mit (billigen) 1%-igen 0,6[W] Metallfilm-Widerständen hin und muß nicht auf 2% oder 5% MOX-Leistungswiderstände zurückgreifen - die 1% sind hier "nice to have", weil die 6N3P schon genug Toleranzen in die Schaltung einträgt.

Der untere Widerstand (R11) des Gegenkopplungs-Spannungsteilers muß in etwa so niederohmig sein, wie er im Schaltbild steht. Größere Werte (z.B. ca. 500[kOhm]) führen - obwohl an diesem Punkt ja kein Signal oder irgendwas anliegt - dazu, daß aus dem Gitter des rechten Triodensystems "was rauskommt" und die Symmetrie des Differenzverstärkers sowie seine Gleichtaktunterdrückung in den Keller geht. Ob das ein Problem des Simulationsmodells der 6N3P ist oder ob da tatsächlich die Röhrenkapazitäten für so ein Verhalten ausreichen, muß ich noch klären. Beim Gegenkopplungsspannungsteiler ist das allerdings wurscht, da der untere Widerstand eh recht niederohmig sein dürfte. Da jedoch anzunehmen ist, daß auch das linke Röhrensystem ein ähnliches Verhalten an den Tag legt (wenn es denn nicht nur eine Simulationspanne ist), sollte man einen eventuellen Lautstärkesteller vorsichtshalber recht niederohmig gestalten - mehr als ca. 25[kOhm] bis maximal 50[kOhm] sollten es nicht sein.


Hier mal der Frequenz- und Phasengangplot (Eingangsspannung 1[Vs] - damit wir da bei 0[dB] bleiben und dann die Verstärkung direkt ablesen können). Die Steilheit der Kurve sollte nicht verwirren, wir haben hier vertikal nur 0,4[dB/Div](!) - wir haben also (bezogen auf 1[kHz]) bei 10[Hz] einen Abfall von grade mal ca. -0,2[dB]; bei 20[kHz] beträgt der Abfall nur ca. -0,2...0,3[dB]. Auch der Phasengang (-8,7[°] bei 20[Hz], +15,1[°] bei 20[kHz]) ist durchaus nicht schlecht. Die Simulation ist praxisnah: Am Ausgang des Differenzverstärkers hängt der gesamte Eingangsteil der Endstufe als simulierte resistiv-/kapazitive Last (R13 / R15 / C6 / C7) mit dran). Dieses ordentliche Phasen- und Amplitudenverhalten auch im oberen Audiofrequenzbereich bei deutlicher kapazitiver (Trioden)Last durch die Endröhre ist übrigens zu einem Gutteil auch der 6N3P zu verdanken, die halt eine recht niederohmige Röhre ist und damit auch einen niedrigen Ausgangswiderstand der Schaltung ermöglicht. Mit hochohmigen "high-µ"-Röhren vom Schlage einer 6N2P oder ECC83 sähe dieser Plot deutlich anders aus - "µ" ist eben nicht alles:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200819/q8suagoa.jpg


Erweitert man den Frequenz- und Phasengangplot auf 10[MHz], dann erhalten wir nicht mehr so sehr "zehntel-[dB]"-Daten für das Übertragungsverhalten im Audiofrequenzbereich, dafür erhalten wir nun Aussagen, die für die Stabilität eines gegengekoppelten Verstärkers wichtig sind ("Bode Diagramm"):


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200819/alkpjdxe.jpg

Ab ca. 180[kHz] beträgt die Phasendrehung > 90[°]. Spätestens ab dieser Frequenz sollte die Verstärkung des gegengekoppelten Verstärkers also < 1 sein, um (mit etwas Phasenreserve) eine Schwingneigung mit Sicherheit zu verhindern. Das diesbezügliche, frequenzabhängige Korrekturnetzwerk muß Bestandteil des Gegenkopplungsnetzwerks sein. Außerdem sollte man den Verstärker an seinem Eingang auch nicht mit Signalsprüngen beaufschlagen, deren Anstiegs- und Abfallzeit schneller als das Äquivalent dieser ca. 180[kHz] ist. Rechtecksignale sollten in ihrer 10% / 90% Anstiegs- und Abfallzeit am Verstärkereingang also auf je ca. 1,4[µs] ((1 / 180[kHz]) / 4 ) begrenzt werden. Warum "dividiert durch 4"? Nun, eine 360[°] Vollperiode hat 4 Flanken - und selbst wenn nur noch die Flanken übrigbleiben und keine Rechteck-Dächer mehr (also nur noch eine Dreieck-Schwingung mit ca. 180[kHz]) - weniger als die ca. 1,4[µs] Anstiegs- und Abfallzeit sollten es nicht sein. Das macht man sinnvollerweise mit einem Tiefpaß am Verstärkereingang (der durchaus auch ein - steilerer - L/C-Tiefpaß sein kann) - der verbessert (richtig ausgeführt) dann auch noch die EMV-Eigenschaften des Verstärkers gegen Einstrahlung von außen (z.B. gegen Handygeknatter und dergleichen).


Zu den nachfolgenden beiden Klirrspektren: Beim Klirr wurde für die Bewertung (0,01%; 0,1% oder 1,0%) der Frequenzbereich bis 20[kHz] betrachtet. Woher der Klirranstieg um die 50[kHz] herum kommt, ist mir derzeit noch nicht klar (liegt es am 6N3P Simulationsmodell? liegt es an einer zu lahmen Konstantstromquelle - d.h. brauchen wir hier schnellere Transistoren? liegt es an falschen oder fehlenden Simulatorparametern?). Diesen Effekt muß ich bei Gelegenheit also noch untersuchen.


Das Klirrspektrum bei 250[mVeff] Eingangsspannung und damit ca. 7,5[Vss] Ausgangsspannung - Grundfrequenz 1[kHz] (bis 40[kHz] haben wir höchstens 0,01%, also höchstens -80[dB]):


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200819/j5j3wmrt.jpg


Und nun das Klirrspektrum bei 920[mVeff] Eingangsspannung und damit ca. 27,6[Vss] Ausgangsspannung (da kratzen wir mit k3 an der 1%-Marke - also bei -40[dB]) - die Grundfrequenz ist ebenfalls 1[kHz]:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200819/w9gzbcai.jpg


Zum Rechteckübertragungsverhalten: Rechteck am Eingang mit 10[kHz] und je 1,4[µs] Anstiegs- und Abfallzeit (Ermittlung dieser Größe: siehe weiter oben) des Eingangssignals:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200819/ezt5r6qr.jpg


Dasselbe unter den gleichen Bedingungen wie vorstehend bei 20[kHz]:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200819/gnxxj6ca.jpg


Und hier noch der Beweis dafür, daß schnellere Anstiegs- und Abfallzeiten des Eingangssignals als ca. 1,4[µs] bei dieser Schaltung im Ausgangssignal absolut nichts mehr bewirken - die Anstiegs- und Abfallzeiten dieses 20[kHz] Eingangssignals wurden jetzt auf "digitalübliche" je 20[ns] reduziert:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200819/r3ywf5wm.jpg

Also: "Warum das Fenster weiter aufmachen, als es notwendig ist" - sprich (wie oben bereits erwähnt): eine eingangsseitige Bandbreitenbegrenzung durch einen Tiefpaß kann Sinn machen (und Störeinstrahlungen verhindern), wenn der Verstärker sowieso "nicht schneller kann".


Die Simulationsergebnisse mit der simulierten Reinhöfer-Gegentakt-Drossel (Typ 62.15G, 2 x 600[H]) sehen interessanterweise nicht sehr viel besser aus (vermutlich wegen des recht hohen Gleichstromwiderstands von 5,3[kOhm] pro Wicklung in Verbindung mit der niederohmigen Schaltungsumgebung).

Der nächste Schritt ist jetzt, die beiden Anodenwiderstände durch was Aktives zu ersetzen, um (bei gleichen oder geringeren Verzerrungen) mehr Verstärkung und Ausgangsspannungshub zu erzielen. Dazu brauch' ich allerdings noch a bisserl Zeit.

Meine persönliche Vorgehensweise wäre: Erst wenn dann mit dem Differenzverstärker alles zur Zufriedenheit erledigt ist, hängen wir die Endstufe dran und optimieren diese (und nicht vorher). Und wenn die Endstufe dann optimal läuft, kommt dann ganz zum Schluß die Gegenkopplung dran (und nicht vorher). Und wenn das alles fertig ist (und wir die finalen Stromverbräuche etc. kennen), muß natürlich noch ein passendes Qualitätsnetzteil her (und nicht vorher). Schritt für Schritt also, weil: Wenn man alles auf einmal macht, weiß man hinterher nicht, wo genau der Fehler herkommt........

Ste_Pa (Beitrag #44) schrieb:

Hierzu auch noch eine Frage ... Wir hatten weiter oben im Thread besprochen, dass der primärseitige Abgriff des GK-Signales sehr hochohmig ist. Schaffe ich mir hier nicht beim praktischen Aufbau evt. auch Probleme, durch Empfindlichkeit der GK-Leitung gegen Störungen? Abgeschirmte Kabel in der GK-Schleife sind vermutlich zu empfehlen.

Der obere Teilerwiderstand ist sehr hochohmig. Weder der Anodenanschluß an der Endröhre noch der untere, masseseitige Widerstand des Gegenkopplungsspannungsteilers sind wechselspannungsmäßig sehr hochohmig - von dieser Seite her sollte also auch eine kurze, ungeschirmte Leitung, mit der man (speziell mit der Hochpegelseite) nicht auf langem Weg durch das halbe Gerät geht (welches selbstverständlich ein schirmendes Metallgehäuse auf Massepotential hat), kein Problem sein.

Die obige Schaltung und die ganzen obigen Simulationen erheben keinesfalls den Anspruch, der Weisheit letzter Schluß zu sein (insbesondere vor dem Hintergrund der - bis jetzt unbewiesenen - Vermutung, daß das Simulationsmodell der 6N3P vielleicht noch "Macken" hat). Sie sind aber vermutlich eine gute Grundlage für den Aufbau einer Versuchsschaltung nach obigem Schaltbild. Daß so eine Versuchsschaltung gar nicht funktioniert, ist angesichts der Simulationsergebnisse eher nicht zu erwarten - viel eher dürften sich Ergebnisse einstellen, die möglicherweise noch deutlich Optimierungspotential bieten, sich aber zumindest in der Nähe eines sinnvollen Schaltungsverhaltens befinden.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

ich "bißchen rumgespielt" erscheint mir stark untertrieben, wenn ich mir die Ergebnisse anschaue. Das hat sicher zusammen mit den ganzen Beschreibungen eine Menge Arbeit gemacht!

Das sieht für mich Alles schon einmal sehr gut aus und Du hast auch Alles sehr gut und ausführlich erklärt / beschrieben, auch "warum µ nicht alles ist" (was ich ja unbedingt wissen wollte). Vielen Dank dafür! Anhand des Vorgehens und der Beschreibungen kann ich generell viel über den Verstärkerentwurf lernen.

In Bezug auf die von Dir erwähnte Bandbreitenbegrenzung meine ich mich zu erinnern, dass ich genau dies in einem alten Büchlein zur Röhrentechnik auch schon mal gelesen habe. Dabei ging es sowohl um die Frequenzgangbegrenzung nach oben durch einen Tiefpaß am Eingang des Amps, als auch um eine Frequenzgangbegrenzung nach unten (insbesondere beim Einsatz von Übertragern, welche nicht "so weit runter" können) durch eine entsprechend niedrige Kapazitätsdimensionierung der Koppelkondensatoren.

Ich habe die Schaltung vorhin auch in mein LT-Spice gebracht. Die Simulation läuft auch auf meinem Rechner einwandfrei.

Die Anodenwiderstände durch etwas Aktives ersetzen, willst Du vermutlich, um noch etwas mehr Spannungsverstärkung zu erzielen? Ich konnte es nämlich, trotz Deiner empfohlenen Vorgehensweise, nicht lassen im LT-Spice doch auf die Schnelle mal die 6n6p samt AÜ dranzuhängen. Dabei war mir aufgefallen, dass etwas mehr Vu der Vorstufe vermutlich der Gegenkopplung gut tun würde (besonders bei meinen anvisierten kleinen zu verarbeitenden Eingangspegeln der kleinen USB-DAC-Zuspieler). Aber bei dem RKT und dessen angepeiltem Übersetzungsverhältnis im Zusammenspiel mit der 6n6p hatten wir ja eh noch eine (kleine) "Baustelle", bei der ich bislang auch schon davon ausging noch 1x30V zu den 2x30V-Wicklungen hinzuwickeln zu müssen (für die 600Ohm Hörer) *). Aber Du hast auf jeden Fall Recht, immer einen Schritt nach dem anderen gehen, ist i.d.R. am Zielführendsten.

*) Wegen dem Wickeln, hege ich auch immer noch den Verdacht, dass es vorteilhaft ist, die Sekundärseite des RKT mit dünnerem Lackdraht neu zu bewickeln, als dies bei den fertigen RKT der Fall ist. 50VA oder 75VA RKT haben ja auch bei sekundär 2x30V noch rel. große Drahtdurchmesser (in Relation zu der für das KHV-Projekt sekundärseitig geforderten Leistung vom ca. 100mW). Für eine 32-Ohm / 64-Ohm-Wicklung würden theoretisch 0,22 mm Drahtdurchmesser ausreichen, für höhere Impedanzen sogar 0,15 mm bzw. 0,1 mm. Ich würde hier auf Vorteile tippen, die ein dünnerer Draht mit sich bringt, weil er näher am Kern liegt, besonders wenn man die 2. und 3. Wickellage betrachtet. Demgegenüber stehen aber Nachteile eines höheren ohmschen Widerstandes und natürlich die vermutlich eher miese Qualität (im Hinblick auf eine möglichst gleiche geometrische Anordnung der Windungen um den Kern herum) von händisch aufgebrachten Wicklungen (auch wenn man sich Mühe gibt).

Wegen dem "passendem Qualitätsnetzteil" hatte ich mir auch schon mal Gedanken gemacht ... Gedacht hatte ich an einen LM317L (den kleinen im Miniplastgehäuse) in Verbindung mit einem MOSFET (IRF740 oder ähnlich), verschaltet in Maida-Topologie ( Klick). Aber vielleicht hast Du auch noch bessere Ideen zum Netzteil.

Eine Volt-genaue Spannung brauchen wir sicher nicht, aber der LM317 verfügt ja (eingesetzt als Spannungsregler nach einer Graetzbrücke mit 100Hz Brummspannung) über eine doch sehr beachtliche Brummspannungsunterdrückung. Auch habe ich immer noch eine evt. doch noch notwendige Kompensation der Vormagnetisierung der AÜ im Hinterkopf. Hier wäre es, wenn man eine sekundärseitige Kompensation einfach und statisch (fest einstellbar) lässt, sicher von Vorteil, wenn die Versorgungsspannung der Röhren zumindest stabilisiert ist.

An einen praktischen Testaufbau möchte ich mich aber erst" wagen", wenn ein (simulatives) Grobkonzept aus Vorstufe, Endstufe und RKT-Übersetzungsverhältnis ggf. mit Netzteil "halbwegs" steht. Die Gründe hatte ich in #42 schon grob beschrieben. Praktisch und in Real würde ich dann schon am liebsten Alles zusammen (inkl. Netzteil(e), das spart Platz (und Nutzzeit) am "Küchentisch") aufbauen wollen (in meiner für mich eigenen Modulbauweise (vgl. letztes Foto bei Klick oder Klick) und dann am "Küchentisch" in Betrieb nehmen. Quasi zuerst das Netzteil, dann Netzteil mit Vorstufe. Dann Netzteil mit Vorstufe und Endstufe. Das Ein oder Andere noch zu optimieren ist dann schon noch möglich. Grundsätzliches bzw. sehr stark am Aufbau / Konzept Struktur-änderndes hingegen ist dann eher schwierig zu realisieren. Das Testen geht auch leider nur unter Nutzung meines eher sehr bescheidenen Meß- und Prüfequipments. Sicher keine gute Ausgangsbasis, aber ich hoffe es geht auch unter diesen (erschwerten) Bedingungen.

Bis hier hin erst einmal.

Viele Grüße
Steffen

PS: Da Du "schirmendes Metallgehäuse auf Massepotential" angesprochen hast ... Das ist auch ein etwas "wunder" Punkt hier, weil ich damit leider nicht "dienen" kann. (U.a. deshalb hatte ich auch zuvor wegen der Hochohmigkeit der GK und der AC-Heizung gefragt.) Mir fehlt zu jedweder Metallbearbeitung ganz einfach Werkzeug und Ausrüstung (und auch Platz für selbiges). Daher nutze ich eigentlich ausschließlich Hartpapier (überall dort wo es warm wird und es auf Isolation ankommt), Holz und Acrylglas, weiterhin (beidseitig) kupferkaschiertes Basismaterial, wo es auf Schirmung ankommt. Außerdem Lochrasterplatinen, wenn es zuviele Bauteile für eine Freiverdrahtung werden bzw. Halbleiter mit dabei sind. Bei Anodenspannungsnetzteilen auf Lochraster fräse ich, wo mir die Spannungspotentialunterschiede hoch erscheinen, immer eine oder zwei Reihen der Cu-Lochringe weg. Die Röhren"platine" (Röhrenmodul) baue ich immer in Sandwich-Technik in 3 (bzw. 4) Schichten. Trägerplatine, Schirmplatine(n) (beidseitig Cu-kaschiertes Leiterplattenbasismaterial) und Isolationsplatine. Löt-Kontaktpunkte schaffe ich mir durch Lötnägel (siehe die "Klick"-Links im Abschnitt zuvor). Diese Technik kann ich einigermaßen handeln, da sich die Materalien mit einfachen Werkzeugen am "Küchtisch" bearbeiten lassen. Die Geräte selbst entsprechen dann (theoretisch) Schutzklasse II, also schutzisoliert und haben auch "nur" einen Europa-Netzanschluss (C8) ohne Schutzleiter. Alles was Netzspannung führt ist 3-fach bis 4-fach isoliert und abgedeckt. Netzspannungsführende Teile und Leitungen habe ich räumlich weitgehend von allen anderen Bereichen des Amps getrennt und Leitungen gegen Lösen gesichert. **)

Störungseinflüsse (Brummen, oder Näherungsempfindlichkeit) hatte ich bisher schon zu Weilen. Das Cu-Baismaterial (was ich Anfangs nicht einsetzte, brachte dann aber in Verbindung mit einer Sternmasse meist eine recht gute Abhilfe). Allerdings habe ich bisher bei meinen Projekten auch noch nie Röhren AC-beheizt (außer die 6080 beim OTL-KHV).

Ein schönes schutzisoliertes Metall-Chassis wäre sicher wünschenwert, aber so etwas ist für mich hier leider nicht realisierbar (außer ich würde es fertig kaufen bzw. nach Kundenwunsch irgendwo fertigen lassen, aber Letzters entspricht dann nicht mehr meinen Vorstellungen von "Basteln" bzw. DIY).


PSS: **) Ich lese und schreibe ja schon eine Weile in diesem Forum und weiß, dass Du bei Geräte-Aufbauten von Nutzern gern auch sicherheitstechnisch genau hinschaust ... daher ... wenn Du das ein oder andere Wort zu meinem Aufbaukonzept "verlieren" könntest, würde mich das auch freuen. Kritik durchaus erwünscht. Sicherheitsaspekte sind mir schon sehr wichtig. Bei meinem OTL-KHV hatte ich z.B. extra noch einen Glimmlampen-Optokoppler gebastelt, der über eine weitere Zusatzschaltung bei Zündung der Glimmlampe (die am Ausgang hängt (eine pro Stereokanal)) die Kopfhörerbuchse spannungstechnisch vom Rest des Gerätes über eine Sicherung sicher abtrennt, trotz der eigentlich moderaten Anodenspannung der 6080, dem Betrieb der 6080 als Kathodenfolger und überdimensionierten 400V-Folienkondensatoren am Ausgang (frei nach dem Motto doppelt (oder dreifach) gesichert, hält besser).

Servus Steffen,

Ste_Pa (Beitrag #46) schrieb:

als auch um eine Frequenzgangbegrenzung nach unten (insbesondere beim Einsatz von Übertragern, welche nicht "so weit runter" können) durch eine entsprechend niedrige Kapazitätsdimensionierung der Koppelkondensatoren.

wenn wir beim Übertrager angekommen sind, dann wird dieses Thema relevant. Die derzeitigen C/R-Koppelhochpässe sind halt so "aus der Hüfte geschossen".

Die Anodenwiderstände durch etwas Aktives ersetzen, willst Du vermutlich, um noch etwas mehr Spannungsverstärkung zu erzielen?

Richtig, das ist das wesentliche Ziel.

Ich konnte es nämlich, trotz Deiner empfohlenen Vorgehensweise, nicht lassen im LT-Spice doch auf die Schnelle mal die 6n6p samt AÜ dranzuhängen. Dabei war mir aufgefallen, dass etwas mehr Vu der Vorstufe vermutlich der Gegenkopplung gut tun würde (besonders bei meinen anvisierten kleinen zu verarbeitenden Eingangspegeln der kleinen USB-DAC-Zuspieler).

Daß bei nur (sauberen) ca. 20[dB] Verstärkung der Differenzverstärkerstufe die Gesamtverstärkung nicht ausreicht, ist klar. Über das "wie", um die Verstärkung bei den vorgegebenen ca. +160[V] Betriebsspannung aufwandsarm zu erhöhen, bin ich mir noch nicht klar.

Ste_Pa (Beitrag #46) schrieb:

Ich habe die Schaltung vorhin auch in mein LT-Spice gebracht. Die Simulation läuft auch auf meinem Rechner einwandfrei.

Wenn man während der Simulation mit höheren Signalfrequenzen (so ab 1[kHz] aufwärts) C2 auf 1[µF] verkleinert, dann steht die Spannung "GRID_BIAS" (und damit alle Röhrenpotentiale) schneller still.

Ste_Pa (Beitrag #46) schrieb:

weiterhin (beidseitig) kupferkaschiertes Basismaterial, wo es auf Schirmung ankommt.

Das ist für den Gehäusebau von Eigenbauten auch völlig in Ordnung. Solange Abschirmung und die sicherheitstechnischen Aspekte stimmen, kann das Gehäuse aus rein funktionaler Sicht aussehen, wie es will.

pragmatiker (Beitrag #45) schrieb:

Die Simulationsergebnisse mit der simulierten Reinhöfer-Gegentakt-Drossel (Typ 62.15G, 2 x 600[H]) sehen interessanterweise nicht sehr viel besser aus (vermutlich wegen des recht hohen Gleichstromwiderstands von 5,3[kOhm] pro Wicklung in Verbindung mit der niederohmigen Schaltungsumgebung).

Das war nur die halbe Wahrheit. Bezogen auf die Verstärkung stimmt es halbwegs - die ist mit Drossel anstelle von 22[kOhm] Anodenwiderständen von ca. 10,6-fach (ca. 20,5[dB]) auf ca. 15,1-fach (ca. 23,6[dB]) gestiegen. Was allerdings (erwartungsgemäß) dramatisch angestiegen ist, das ist die Ausgangsaussteuerbarkeit: Bei 80[Vss] Ausgangsspannung wird die 1%-Klirr-Schallmauer durchbrochen (mit den 22[kOhm] Anodenwiderständen: bei 27,6[Vss]). Hier mal die Schaltung (bei der blieb bis auf den Drosseleinbau alles gleich - nur die beiden 22[kOhm] Anodenwiderstände wurden durch eine Reinhöfer 62.15G 2 * 600[H] Gegentakt-Anodendrossel samt ihrer bekannten parasitären Komponenten ersetzt):


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200820/9lz3hea8.jpg


Das Klirrspektrum wird mit der Gegentakt-Anodendrossel jetzt über weite Pegelbereiche von k2 dominiert. Bei 1[kHz] Grundfrequenz, 140[mVeff] Eingangssignal und 6[Vss] Ausgangssignal wird die 0,01% Klirrfaktor-Marke (also -80[dB]) gerissen:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200820/hsgtdxjb.jpg


Bei 1[kHz] Grundfrequenz, 1,87[Veff] Eingangssignal und 80[Vss] Ausgangssignal wird die 1,0% Klirrfaktor-Marke (also -40[dB]) gerissen:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200820/953py7ox.jpg


Die beiden vorstehenden Klirrplots sind mit äußerster Vorsicht zu geniessen, weil die Gegentakt-Anodendrossel höchst unvollständig modelliert ist. Die Simulation weiß z.B. nichts von dem (verlustbehafteten) Eisenkern der Drossel, der auch Eisen-Verzerrungen verursachen kann. Die Simulation weiß nichts vom Wechselstrom-Verlustwiderstand (der nicht identisch ist mit den 5,3[kOhm] Gleichstrom-Verlustwiderstand) der Drossel - der die Güte erheblich senkt. Und in der Simulation sind der Gleichstromverlustwiderstand und die parasitäre Kapazität jeweils als konzentrierte Bauelemente abgebildet, was natürlich so auch nicht stimmt, weil sich diese beiden parasitären Größen halbwegs gleichmäßig über die gesamte Wicklung verteilen.


Auch der nachfolgene Frequenz- und Phasengang Bode-Plot ist unter diesem Aspekt des völlig unvollkommenen Drossel-Simulationsmodells zu sehen:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200820/q4zeus8z.jpg

Dieser Plot mag zunächst einmal erschrecken - aber: er ist höchstwahrscheinlich ziemlicher Quatsch. Was hier zu sehen ist, ist die Resonanz (Streuspitze) der Drossel. Diese Spitze dürfte aber weder in der Frequenz noch in der Amplitude auch nur halbwegs realitätsnah sein, weil (wie bereits erwähnt) der Simulation viele (sehr wichtige und dominante) gütesenkenden Verlustkomponenten der Drossel gar nicht bekannt sind. Sprich: Eine real aufgebaute Schaltung wird sich hier aller Wahrscheinlichkeit nach erheblich besser verhalten - vermutlich ist die Streuspitze irgendwo im Bereich von 10[kHz] als relativ flach auslaufender "Hügel" mit einer Erhöhung von < 1[dB] zu sehen (schließlich ist diese Drossel ja explizit auf frequenz- und amplitudenlineare Audioanwendungen "gezüchtet").

Mit dem durch dieses Drosselmodell hervorgerufenen Frequenz- und Phasengang kann man keine weiteren, seriösen simulativen Untersuchungen der Schaltung anstellen - hier sind wir nun an dem Punkt, wo nur noch real aufbauen und messen weiterhilft. Aus diesem Grund wurde auch auf eingehendere Rechtecksimulationen verzichtet - da können nur völlig schräge Resultate dabei rauskommen (10[kHz], Anstiegs- und Abfallzeit Eingangssignal je 1,4[µs]):


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200820/txv6m7df.jpg

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

nur ganz schnell zwischendurch von mir ...

... um die Verstärkung bei den vorgegebenen ca. +160[V] Betriebsspannung aufwandsarm zu erhöhen ...

Bitte "nimm" die 160-V-Betriebsspannung nicht als "in Stein gemeißelt" als "Vorgabe" Für den interessierten Nachbauer des KHV-Konzeptes hat es sicher durchaus Vorteile mit 160V auszukommen, weil so als Netztrafo handelsübliche 2x30V Exemplare verwendet werden können, aus denen sich die 160V UB durch Spannungsverdoppler (Ladungspumpen) erzielen lässt. Auch war der Grundgedanke für den kleinen Amp ja auch die Möglichkeit mit Standardbauteilen (auch und gerade in Bezug auf die Ausgangsübertrager und den/die Netztrafo(s)) auszukommen.
Ich persönlich bin für meinen Aufbau hier aber variabel, da ich mir den Netztrafo sekundärseitig sowieso selber wickele. Daher wären bis ca. 250V als UB auch Okay, wobei auch mir natürlich niedrige Spannungen aus Gründen des Aufwandes und der Sicherheit lieber wären. Aber wenn es zu viele "Klimmzüge" erfordert mit "nur" 160-V auszukommen, bin ich auch offen die Betriebsspannung zu erhöhen (auch um die Sache in Summe nicht zu komplex werden zu lassen).

Deine weiteren Ausführungen / Erklärungen lese ich heute gegen Abend interessiert in Ruhe.

Viele Grüße
Steffen

Servus Steffen,

Ste_Pa (Beitrag #48) schrieb:

Für den interessierten Nachbauer des KHV-Konzeptes hat es sicher durchaus Vorteile mit 160V auszukommen, weil so als Netztrafo handelsübliche 2x30V Exemplare verwendet werden können, aus denen sich die 160V UB durch Spannungsverdoppler (Ladungspumpen) erzielen lässt. Auch war der Grundgedanke für den kleinen Amp ja auch die Möglichkeit mit Standardbauteilen (auch und gerade in Bezug auf die Ausgangsübertrager und den/die Netztrafo(s)) auszukommen.

bei mir persönlich ist da durchaus der Ehrgeiz da, das mit +160[V] Betriebsspannung ordentlich zum Laufen zu kriegen. Mit +250[V] bis +300[V] Betriebsspannung und Standardröhren "kann ja jeder"....

Mir hat der völlig demolierte Frequenz- und Phasengang der Drosselversion keine Ruhe gelassen. Dann hab' ich mich an den Trimmkondensator für die kapazitive Symmetrie an einer der beiden Röhrenanoden in einem meiner Beiträge weiter oben erinnert - und ich hab' an die Anode der zweiten Röhre exakt dieselbe resistive und kapazitive Last (C10 / C11 / C12 / R16 / R17) drangehängt wie das, was an der Anode der ersten Röhre zur Simulation des 6N6P Gitterkreises dranhängt:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200820/twtar8wj.jpg


Der aus dieser Schaltung resultierende Frequenz- und Phasengangplot (Bode-Diagramm bis 10[MHz]):


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200820/jemsazpn.jpg

Derselbe Plot, diesmal bis 100[kHz]:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200820/l86ua38e.jpg

Wie man sieht, ist Lastsymmetrie an den Differenzverstärkeranoden (zumindest bei Betrieb mit magnetisch gekoppelter Gegentakt-Anodendrossel) wichtig. Und: Die Schaltung reagiert da in der Simulation speziell im kapazitiven Bereich recht empfindlich auf bereits kleine Lastunterschiede. In der praktischen Realisierung heißt das, daß auch bei einer Niedrigstgütendrossel eine kapazitive Abgleichmöglichkeit auf Symmetrie wohl keine ganz schlechte Idee ist.


Die Klirrplots und die dazu gehörigen Pegel sahen praktisch identisch zu der Version ohne die Lastkompensation aus, weswegen ich sie hier nicht nochmal darstelle.


Mit diesem Frequenz- und Phasengang kann man sich nochmal an die Simulation des Rechteckübertragungsverhaltens rantrauen. Der +90[°] Phasenpunkt liegt mit Drossel bei ca. 120[kHz] - Signalanstiegszeit des Rechtecksignals also diesmal ca. 2,1[µs] ((1/120[kHz]) / 4):


Das Rechteckübertragungsverhalten mit Drossel bei 10[kHz] und Vollaussteuerung 80[Vss]:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200820/oatebd3u.jpg


Dasselbe bei 20[kHz]:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200820/lqdxi3fp.jpg


Kann man nicht meckern.............

So, daß war die zweite Version mit Drossel - nun kommt die dritte Version mit aktiver Last. Dazu komme ich aber frühestens am Wochenende - und dann können wir die drei Versionen vergleichen.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

da habe ich ja doch "irgendwie" Deinen Ehrgeiz geweckt.

Hab vielen Dank für die Simulationen der Kaskodestromquelle in Verbindung mit dem Modell der Rheinhöfer-Drossel. Wenn man Ergbnisse in diese Richtung mit aktivem "Sand" auch realisieren kann, wäre dies natürlich sehr schön.

Ich übe mich dann schon mal in freudiger Erwartung, und bin sehr gespannt, was Du noch "ausheckst".

Viele Grüße
Steffen

PS: Hier fand ich noch einiges sehr interessantes in Bezug auf elektronische Gyratoren mit Halbleitern im Anodenzweig von Röhrenamps als aktive Last. Allerdings kommen bei dieser Lösung (in der Realisierung von Bartola Valves) doch eine ganze Reihe an Bauelementen zum Einsatz.