Verständnisfrage zu Klasse A/B Endstufe

Hi,
dein Schaltbild zeigt zwei Transistoren, die zwar im Gegentakt geschaltet sind, aber dennoch nur als Emitterfolger fungieren, mit einer Spannungsverstärkung von etwas weniger als 1.
Außerdem wird die Schaltung nicht besonders gut klingen, da ein Ruhestrom fehlt. (U Basis-Emitter ungefähr = U Diodenstrecke).

Grüße, Hmeck

Vor ein Paar Tagen hat ein Forenmitglied diesen Artikel hier gepostet:

http://electronicdes...ets-class-ab-buffers

Der passt sehr gut zu deinem Problem => LESEN!

Danke für eure Beiträge aber dadurch sind noch ein paar mehr Fragen aufgekommen.

Ich fasse einfach nochmal zusammen für alle die keine Lust haben sich durch den ewig langen Text des Eingangs-Posts zu quälen.

1. Müssten die Farad-Werte der Kondensatoren C3 und C4 für ein schnelles Aufladen und Entladen (wie in meinem Buch beschrieben) nicht eher sehr klein sein als sehr groß?

2. Sollte man die Widerstände R1 und R3 so berechnen, dass ziemlich exakt 0,7V abfallen oder sollte man sich lieber nach der (in meinem Buch genannten) Formel richten, die lautet:
R1=R2 =ungefähr (UB - Maximale Signalamplitude) / Maximal zulässiger Basisstrom des Kondensators

3. Warum wird mit den größeren Widerständen für R1 und R3 nicht der Ausgangsstrom größer, sondern lediglich der Eingangsstrom kleiner? Durch dieses Phänomen erschließt sich mir der Sinn des Verstärkers nicht so ganz.

Und durch die zwei bereits gegebenen Antworten neu dazu gekommen:

4. Bezogen auf das Zitat:

Außerdem wird die Schaltung nicht besonders gut klingen, da ein Ruhestrom fehlt.

Ich dachte genau dieser Ruhestrom würde sich durch den Einsatz der beiden Dioden einstellen und durch die Widerstände R2 und R4 begrenzt!?

5. Bezogen auf folgendes Zitat aus dem verlinkten Artikel:

Of course, this bridge should use low-value resistors to minimize the influence of the input impedances of Q1 and Q2

Da wird von Widerständen mit niedrigen Werten gesprochen aber dann sind jeweils 3,6k eingesetzt. Das ist doch kein niedriger Wert!?

6. Bezogen auf den im Artikel dargestellten Kanal des Kopfhörerverstärkers; Findet dann mit Einsatz der "neuen" Schaltungsvariante kein Temperaturausgleich mehr statt? Oder ist damit gemeint, dass zu den Dioden die Widerstände zusätzlich eingebaut werden?

Hallo, wenn Du einen Ruhestrom willst, dann müßtest Du im einfachsten Fall eine dritte Diode zu den zwei vorhandenen in Reihe schalten.

MfG
DB

genau dieser Ruhestrom würde sich durch den Einsatz der beiden Dioden einstellen

Dioden 2*0,7V = 1V4
(Endstufen-) Transistoren Emitterstrecke 2*0,7V = 1V4
--> man braucht eine Diode mehr

Das verstehe ich nicht. Ich zitiere mal kurz aus meinem schlauen Buch (Halbleiter Schaltungstechnik): "An den Dioden D1 und D2 fällt eine Spannung von U1=U2 approx 0,7V ab. Bei dieser Spannung fließt durch die Transistoren T1 und T2 nur ein kleiner Ruhestrom."

Da die beiden Strecken parallel liegen müssen die Spannungen ja identisch sein und damit am Transistor eine Spannung anliegen kann muss doch auch der genannte geringe Strom fließen!?

Aber spielt auch eigentlich keine so große Rolle, denn statt der beiden Dioden könnte ich ja auch einfach eine rote LED (ca. 1,6V-1,8V) einsetzen.

Kann vielleicht zu den ganzen anderen Fragen aus meinem vorherigen Post noch jemand was sagen? Das würde mir sehr weiter helfen!

Aktueller Stand ist nämlich eine in der Simulation funktionierende Verstärkerschaltung mit deutlich zu niedriger Ausgangsleistung und ich denke, dass ich diese Leistung steigern könnte, wenn die genannten Fragen (vielleicht wenigstens teilweise) geklärt wären.

Bei dieser Spannung fließt durch die Transistoren T1 und T2 nur ein kleiner Ruhestrom."

und damit hat man dann höheren Klirr !...?

Simuliere doch einfach mal möglichst einfache Schaltungsteile,
damit die Verhältnisse sichtbar(er) werden

Müssten die Farad-Werte der Kondensatoren C3 und C4 für ein schnelles Aufladen und Entladen

nicht monokausal denken!
Ladezeiten sind immer auch abhängig von den Ladewiderständen

Track17 (Beitrag #4) schrieb:

1. Müssten die Farad-Werte der Kondensatoren C3 und C4 für ein schnelles Aufladen und Entladen (wie in meinem Buch beschrieben) nicht eher sehr klein sein als sehr groß?

Richtig. Das sollen sie hier aber eben gerade nicht, sondern ihre Spannung möglichst konstant halten. Für Wechselspannung sollen sie damit die parallel liegende Diode kurzschließen. Sonst nämlich könnte es im Extremfall passieren, daß der Strom von D1 auf null zurückgeht und die Verbindung über D1 sehr hochohmig wird; die Folge wären erhebliche Verzerrungen (womit wir wieder bei den EDN-Artikel wären).

Dir fehlt übrigens noch eine irgendwie geartete ohmsche Verbindung zwischen D1-D2 und C3-C4. Und dann brauchst du auch nur noch einen C über beide Dioden. (Schieb die Dioden mal nach links und den C nach rechts.) Das reicht tatsächlich, ich hab's simuliert. Eine von beiden ist quasi immer niederohmig.

Will man deren 3 Dioden haben, wird es notgedrungen unsymmetrisch, man könnte aber auch zwei Schottky-Dioden verbauen, deren Durchlaßspannung <0,3 V ist.

Track17 (Beitrag #4) schrieb:

2. Sollte man die Widerstände R1 und R3 so berechnen, dass ziemlich exakt 0,7V abfallen oder sollte man sich lieber nach der (in meinem Buch genannten) Formel richten, die lautet: R1=R2 =ungefähr (UB - Maximale Signalamplitude) / Maximal zulässiger Basisstrom des Kondensators

"des Transistors", meinst du?

Das letztere wäre wohl sinnvoller, oder doch wenigstens mehr als der größte jemals benötigte Basisstrom (~= max. Ausgangsstrom / beta der Transistoren bei diesem Strom). Wobei du bei genügend großem C evtl. gar nicht soviel Strom brauchst (wir wollen ja bloß bis ~20 Hz runter, DC interessiert uns nicht). Dieses "genügend groß" könnte freilich schon etwas unhandlich werden, da der dynamische Widerstand so einer Si-Diode im leitenden Zustand recht klein werden kann (Berechnung: r = dV/dI bei I = const).

Track17 (Beitrag #4) schrieb:

3. Warum wird mit den größeren Widerständen für R1 und R3 nicht der Ausgangsstrom größer, sondern lediglich der Eingangsstrom kleiner? Durch dieses Phänomen erschließt sich mir der Sinn des Verstärkers nicht so ganz.

Ein Spannungsfolger ist ein Stromverstärker. Wenn die Stufe davor maximal Imax hergibt, dann kommt hinten bis zu beta * Imax raus, die Spannung ändert sich dagegen fast nicht. Das heißt auch, daß das Ding als Impedanzwandler fungiert. Statt der Last RL sieht die Stufe davor RL' = beta * RL.

In deiner Schaltung liegen zusätzlich kleinsignaltechnisch dazu noch parallel:
* dynamischer Innenwiderstand rd(D1) + R1
und
* dynamischer Innenwiderstand rd(D2) + R3

Sprich, die vorhergehende Stufe sieht näherungsweise
Rin ~= beta * RL || R1 || R3
und für R1 = R3
Rin ~= beta * RL || (1/2 R1)

Nehmen wir mal ein sehr moderates beta von 50, dann werden aus deiner 300-Ohm-Last mal eben 6 kOhm. Dazu parallel liegen aber 1k/2 = 500 Ohm, die folglich den Eingangswiderstand dominieren - in Summe 461,5 Ohm. Das hat sich irgendwie nicht so wirklich gelohnt. Nimm aber mal eine Last zu 32 Ohm, und der Rin liegt immer noch bei 375 Ohm. Die vorherige Stufe muß also noch nicht mal mehr 1/10 des Stromes aufbringen, der bei direktem Anschluß erforderlich gewesen wäre.

Deine Widerstände klopfen den Eingangswiderstand der Schaltung ganz schön klein, wie wir gesehen haben. Was dagegen tun?
1. Statt schnöder Widerlinge Stromquellen verbauen. Selbst wenn deren Ströme nicht genau gleich sind, die Differenz schluckt die vorhergehende Stufe. Erhöht natürlich die Komplexität recht deutlich.
2. Die unsymmetrisch getriebene "Sparschaltung", bei der die vorhergehende Stufe den Strom für alle Dioden zur Verfügung stellt und nur ein Widerstand auf der anderen Seite gen Plus- oder Minusspannung zieht (je nachdem, was günstiger ist), ist in der Hinsicht gar nicht mal so blöd, denn bei gleichem Strom fällt einer der zwei Parallelterme weg und Rin verdoppelt sich fast. Dafür ist die Aussteuerbarkeit halt unsymmetrisch - in der Simu wird der Ausgang gleichspannungstechnisch nach oben oder unten rücken. Das gleich man im wirklichem Leben per Gegenkopplung aus, wodurch sich der Spannungspegel der vorhergehenden Stufe entsprechend verschiebt.

Daß der Strom durch die Last in deinem Fall nicht größer geworden ist, ist eigentlich klar - die Ausgangsspannung hat sich ja so gut wie nicht geändert, der Lastwiderstand auch nicht, in die Strombegrenzung gelaufen ist die vorherige Stufe schon zuvor nicht, den Rest sagt einem der Herr Ohm. Deine Pufferstufe gibt also hier 'ne Spannungsquelle ab.

Der Ausgangswiderstand der Schaltung liegt übrigens etwa bei
Rout = 1/2 (R2 + 1/S)

mit S = Ic / UT
mit Ic = Kollektorstrom Q1, Q2 und UT = Thermospannung = kT / q, ~26 mV bei 295 K.
Man ahnt vielleicht schon: Es ist 'ne Parallelschaltung aus "oben" und "unten".

Beachte, daß diese Betrachtungen trotz groß R etc. jeweils für Kleinsignalgrößen gelten, nur Widerstandswerte, Ic und UT sind natürlich die "richtigen" im Arbeitspunkt.

Track17 (Beitrag #4) schrieb:

4. Bezogen auf das Zitat: Außerdem wird die Schaltung nicht besonders gut klingen, da ein Ruhestrom fehlt. Ich dachte genau dieser Ruhestrom würde sich durch den Einsatz der beiden Dioden einstellen und durch die Widerstände R2 und R4 begrenzt!?

Ruhestrom ist schon da, nur nicht besonders viel (wenige mA vielleicht). Mehr 'ne AB-Stufe für den Portabeleinsatz. Für den A-Betrieb in allen Lebenslagen (für typische 300-Öhmer ab ca. 25 mA, darunter auch gern 75 mA, natürlich mit Transistoren in dafür geeigneten Gehäusen wie TO-126 mit Kühlkörper) wird man wie gesagt mehr Vorspannung haben wollen.

Betrachte mal nur R1, D1, Q1 und R2 - Was ist das?

Antwort: 'n Stromspiegel.

Track17 (Beitrag #4) schrieb:

5. Bezogen auf folgendes Zitat aus dem verlinkten Artikel: Of course, this bridge should use low-value resistors to minimize the influence of the input impedances of Q1 and Q2 Da wird von Widerständen mit niedrigen Werten gesprochen aber dann sind jeweils 3,6k eingesetzt. Das ist doch kein niedriger Wert!?

Das ist wie so oft reichlich relativ. Einen TL072-Ausgang würde ich damit z.B. nicht unbedingt ärgern wollen...

@ audiophilantrop: Das ist mal eine wirklich perfekte Antwort! Vielen Dank, dass du dir die Zeit genommen hast! Werde mich jetzt mal langsam durcharbeiten und versuchen die Tipps zur Verbesserung umzusetzen.
Die Angabe in der Formel sollte natürlich Transistor heißen, nicht Kondensator.

Der Rest der hier jetz von mir noch kommt hat sich mit deiner Antwort überschnitten, dürfte also hinfällig sein...

Ich habe schon beide Fälle simuliert. Und in dem Fall mit den beiden Dioden treten keine Übernahmeverzerrungen mehr auf.

Erstmal die Simulation ohne Dioden:


Und hier die Simulation mit Dioden:


Der Verlauf mit eingesetzten Dioden sieht doch eigentlich gar nicht schlecht aus!? Und wie gesagt bei der praktischen Umsetzung werde ich eine (bzw. zwei wegen Darlington-Schaltung) rote LEDs einsetzen dann liegt die Spannung ohnehin ein gutes Stück höher als zwingend notwendig.

Momentan komme ich mit meiner Darlington Endstufe nur auf einen Stromfluss von etwa 23mA und insgesamt etwas über 150mW. Das scheint mir extrem wenig zu sein bei dem Schaltungsaufwand. Kann daher vielleicht noch jemand was zu Frage 2 und/oder Frage 3 sagen?

Track17 (Beitrag #10) schrieb:

Der Verlauf mit eingesetzten Dioden sieht doch eigentlich gar nicht schlecht aus!?

Wenn du die Verzerrungen schon mit bloßem Auge auf dem Ozzy siehst, dann ist der Klirr jenseits von gut und böse.

Track17 (Beitrag #10) schrieb:

Momentan komme ich mit meiner Darlington Endstufe nur auf einen Stromfluss von etwa 23mA und insgesamt etwas über 150mW. Das scheint mir extrem wenig zu sein bei dem Schaltungsaufwand.

Jo mei, wenn du auch deinen Ausgangstransen extra eine Strombegrenzung verpaßt... Da gibt's eine ganze Reihe von Dimensionierungsproblemen. Aber dazu dann mehr per PM...

Moin!

Soll das Teil nicht vielleicht noch eine Eingangsstufe bekommen, damit es auch die Spannung verstärkt?

Die Gegenkopplung würde dann auch die Verzerrungen stark vermindern.

Vielen Dank für die vielen hilfreichen Antworten die hier in der Zwischenzeit zusammen gekommen sind!

Die Schaltung ist mittlerweile auch schon wieder etwas abgewandelt worden. Aber ich gehe mal der Reihe nach vor:

Das sollen sie hier aber eben gerade nicht, sondern ihre Spannung möglichst konstant halten.

Vielen Dank für die Klarstellung! Dann war ja zumindest mein Grundgedanke richtig.

Dir fehlt übrigens noch eine irgendwie geartete ohmsche Verbindung zwischen D1-D2 und C3-C4. Und dann brauchst du auch nur noch einen C über beide Dioden.

Die ohm'sche Verbindung zwischen den Dioden habe ich schon in vielen Schaltungen gesehen. In meinen Büchern wird sie aber immer weg gelassen. Die Strombegrenzung sollte doch eigentlich durch R1 und R3 ausreichend statt finden. Durch einen weiteren Widerstand könnte man aber auch die Basis-Emitter Spannungen noch etwas anheben!?
Der Kondensator ist in der neuen Schaltung vorhanden. Die beiden 100µF wurden auf die von dir vorgeschlagene Weise durch einen 1000µF ersetzt. Wenn du sagst der soll die Spannung möglichst konstant halten darf er ja sehr groß sein.

Statt der Last RL sieht die Stufe davor RL' = beta * RL

Danke für den Hinweis! Habe das mal durchgerechnet mit einem Beta=1000 (das haben die Darlington Transistoren die ich einsetzen möchte) und mit einem Beta=40 von einem NPN den ich hier noch liegen habe. Für Beta=1000 sind es 499,17 Ohm und für Beta=40 sind es 480 Ohm. Dadurch wird dann auch klar warum die Simulation mit Darlington Endstufe fast den selben Ausgangsstrom ausgibt wie mit dem einfachen NPN Transistor.

Für den A-Betrieb in allen Lebenslagen (für typische 300-Öhmer ab ca. 25 mA, darunter auch gern 75 mA, natürlich mit Transistoren in dafür geeigneten Gehäusen wie TO-126 mit Kühlkörper) wird man wie gesagt mehr Vorspannung haben wollen.

Habe es in der neuen Schaltung auf ca. 28mA - 58mA ausgelegt (bzw. bei den NPN das selbe im negativen Bereich).

Statt schnöder Widerlinge Stromquellen verbauen. Selbst wenn deren Ströme nicht genau gleich sind, die Differenz schluckt die vorhergehende Stufe. Erhöht natürlich die Komplexität recht deutlich.

Davon habe ich auch schon einiges gelesen aber das schien mir für den Anfang sehr kompliziert. In Spice hatte ich damit auch schon ein bisschen rumprobiert aber bin zu keinen echten Ergebnissen gekommen.

Jo mei, wenn du auch deinen Ausgangstransen extra eine Strombegrenzung verpaßt...

Also um das mal aufzuklären ich versuche (mit relativ geringem Vorwissen) aus den sechs Büchern die ich hier habe, inklusive Internetlektüre etwas zusammen zu bauen. Kann schon sein, dass da teilweise ein ganz schöner Blödsinn bei rum kommt.

Wenn du die Verzerrungen schon mit bloßem Auge auf dem Ozzy siehst, dann ist der Klirr jenseits von gut und böse.

Ach so, gut zu wissen! Ich bin davon ausgegangen, dass die Verzerrungen weg sind wenn man sie in der herein gezoomten Spice Simulation nicht mehr sehen kann.

Soll das Teil nicht vielleicht noch eine Eingangsstufe bekommen, damit es auch die Spannung verstärkt?

Doch die ist auch schon vorhanden. Es ging mir aber erst mal darum jede einzelne Stufe zu verstehen bevor alles zusammen gesetzt wird.

Vielleicht zeige ich einfach mal was ich bisher verbrochen habe dann müsst ihr nicht weiter rätseln was ich im Verborgenen für einen Unsinn fabriziere.

Das ist der aktuelle Stand, so zu sagen Version 1.0

Das ist der aktuelle Stand, so zu sagen Version 1.0

Oh, die D45H11 kenne ich. Habe ich in meinem 100-W-Leistungsverstärker.

Hast du die parasitären Kapazitäten mit simuliert? Ich denke die Schaltung wird oszillieren wie sonst was, da der OP-Amp zu schnell für die nachfolgende Darlington-Stufe ohne Ladungsabflusswiderstände (warum eigentlich Darlington?) ist. Der 33pF Kondi zur Kompensation kommt mir für den Fall auch etwas klein vor.

Tipp um die Verzerrungen zu messen:

.fourier 1K V(Out)
als Spice-Directive eingeben und in die Schaltung einen 1 kHz-Sinus einspeisen.
Maximum Timestepp auf ca. 100n setzen.

Unter STRG+L kannst du dann den Wert für THD +N ablesen.

Oh, die D45H11 kenne ich. Habe ich in meinem 100-W-Leistungsverstärker.

Ja das kann ich mir vorstellen, die können ja bis zu 10A ab. Natürlich will ich die nicht wirklich nutzen das habe ich nur mal eingesetzt um nicht mit den "idealen" Transistoren zu simulieren. Und da ich mir mit den Strömen nicht sicher war und die Bauteilbibliothek in dieser Hinsicht auch nicht gerade umfangreich ist habe ich nach dem Motto "viel hilft viel" einfach mal die größten eingesetzt.

Eingesetzt werden sollen TIP 122 STM und TIP 127 MBR. Auch die sind allerdings noch reichlich überdimensioniert. Das waren aber die kleinsten Darlington Transistoren die ich (abgesehen von denen im TO-92 Gehäuse) gefunden habe.

warum eigentlich Darlington?

In meinen schlauen Büchern habe ich gelesen, dass man durch Einsatz einer Darlington-Schaltung die Ausgangswiderstände nicht so gering halten muss wie bei der "regulären" Klasse AB Endstufe. Begründung ist, dass je größer die Ausgangswiderstände sind, umso größer wird auch die Stromgegenkopplung und damit verbessert sich die Stabilität der Leistungs-Transistoren.

Der 33pF Kondi zur Kompensation kommt mir für den Fall auch etwas klein vor.

Diese Angabe habe ich auch aus einem der Bücher. Zitat: "Der Kondensator C3 dient der Frequenzkompensation, um eventuelle Schwingneigung zu unterdrücken. C3 wird je nach Größe von R8 einige pF betragen." Solche Sätze sind leider immer wenig aussagekräftig weil ich dadurch keine Ahnung habe was mit "je nach Größe von R8" gemeint ist. Bereich 10 Ohm oder Bereich 10 MOhm? Und für einige pF habe ich dann den ersten Wert genommen der mir eingefallen ist. Da hätte ich mich aber vor der praktischen Umsetzung sowieso nochmal näher erkundigt.

Hier nochmal ein Bild der etwas überarbeiteten Version 1.01:


Und hier die THD Werte:

HarmonicFrequency Fourier Normalized Phase Normalized
Number [Hz] Component Component [degree] Phase [deg]
1 1.000e+03 6.833e+00 1.000e+00 -2.87° 0.00°
2 2.000e+03 1.866e-04 2.731e-05 -12.33° -9.46°
3 3.000e+03 1.164e-04 1.703e-05 -107.71° -104.83°
4 4.000e+03 2.723e-04 3.985e-05 -17.24° -14.36°
5 5.000e+03 9.305e-05 1.362e-05 72.58° 75.45°
6 6.000e+03 1.927e-04 2.821e-05 -23.98° -21.11°
7 7.000e+03 2.353e-04 3.444e-05 63.71° 66.58°
8 8.000e+03 1.161e-05 1.700e-06 -37.82° -34.94°
9 9.000e+03 2.388e-04 3.495e-05 56.37° 59.24°
Total Harmonic Distortion: 0.007756% (0.022009%)

Track17 (Beitrag #15) schrieb:

Eingesetzt werden sollen TIP 122 STM und TIP 127 MBR. Auch die sind allerdings noch reichlich überdimensioniert. Das waren aber die kleinsten Darlington Transistoren die ich (abgesehen von denen im TO-92 Gehäuse) gefunden habe. warum eigentlich Darlington? In meinen schlauen Büchern habe ich gelesen, dass man durch Einsatz einer Darlington-Schaltung die Ausgangswiderstände nicht so gering halten muss wie bei der "regulären" Klasse AB Endstufe. Begründung ist, dass je größer die Ausgangswiderstände sind, umso größer wird auch die Stromgegenkopplung und damit verbessert sich die Stabilität der Leistungs-Transistoren.

'n Darlington als zweistufige Schaltung macht dir erstmal eine größere Stromverstärkung, soweit richtig. Es muß aber gar kein fertiger Darlington sein, ganz im Gegenteil ist auf die Art der Kollektorstrom des ersten Transistors schon fest vorgegeben und im Normalfall deutlich kleiner als das, was man bei einer Audio-Anwendung haben will. Da müßte man im Zweifelsfall einen der Audio-Darlingtons von Sanken verbauen. Dann also doch lieber selber basteln. Dann hat man auch ganz andere Möglichkeiten zur Verschaltung - so wirst du in Endstufen bei den Treibern meist einen Emitterwiderstand zwischen den Emittern finden, ohne Verbindung zum Ausgang. Das ist noch etwas günstiger.

Für einen KHV brauchst du aber nicht zwingend eine zweistufige Schaltung. Gerade im reinen A-Betrieb bzw. mit reichlich Ruhestrom liefert auch ein einstufiger Puffer z.B. mit BD139/140 genügend Stromverstärkung, um einen auch nur halbwegs stromstarken OP hinreichend zu entlasten. Einem NE5532 kann man durchaus gut 25 mAeff entlocken, schon eine recht moderate Stromverstärkung von mindestens 20 bohrt das auf 500 mAeff auf. Das hieße Vollaussteuerung noch bis fast 16 Ohm runter, oder 4 W in 16 Ohm. Das würde ich einem Paar BD139/140 gar nicht mehr unbedingt dauerhaft zumuten wollen (SOA-Kurven im Datenblatt ansehen).

Es muß aber gar kein fertiger Darlington sein...

...so wirst du in Endstufen bei den Treibern meist einen Emitterwiderstand zwischen den Emittern finden, ohne Verbindung zum Ausgang.

In der neuen Version (in der aus dem letzten Post) sind zwei Transistoren hintereinander geschaltet und das mit dem Emitter Widerstand ist auch schon so umgesetzt. So wird dann der Ruhestrom lediglich über den Treibertransistoren fließen und die Ausgangstransistoren schalten nur durch wenn größere Ströme fließen. Für dieses Vorhaben wird laut Buch eine Vorspannung von 2,2V benötigt und da ihr gesagt habt, dass der Ruhestrom ruhig etwas höher sein darf, habe ich die Vorspannung auf knapp 2,5V ausgelegt.

Der Kondensator in der Rückkopplung wurde auf 330pF erhöht.

Die Werte Total Harmonic Distortion: 0.007756% (0.022009%) scheinen mir aber extrem unrealistisch. Das ist doch viel zu wenig für eine derart schlecht ausgelegte Schaltung!?

Diese Angabe habe ich auch aus einem der Bücher. Zitat: "Der Kondensator C3 dient der Frequenzkompensation, um eventuelle Schwingneigung zu unterdrücken. C3 wird je nach Größe von R8 einige pF betragen." Solche Sätze sind leider immer wenig aussagekräftig weil ich dadurch keine Ahnung habe was mit "je nach Größe von R8" gemeint ist. Bereich 10 Ohm oder Bereich 10 MOhm? Und für einige pF habe ich dann den ersten Wert genommen der mir eingefallen ist. Da hätte ich mich aber vor der praktischen Umsetzung sowieso nochmal näher erkundigt.

Du könntest deine Schaltung Testweise ohne Kondensator simulieren (den Amplitudenverlauf) und wirst feststellen, dass hier nun eine starke Überhöhung im Frequenzgang auftritt.
Nun setzt du den Kondensator ein und vergrößert ihn so lange, bis die Überhöhung verschwindet, und dann noch ne Stufe größer.

Die Werte Total Harmonic Distortion: 0.007756% (0.022009%) scheinen mir aber extrem unrealistisch. Das ist doch viel zu wenig für eine derart schlecht ausgelegte Schaltung!?

Simuliere mal mit parasitären Kapazitäten (sind in den meisten LT-Modellen nicht enthalten, musst du aus dem Datenblatt ablesen und als RC-Tiefpass einbringen ).
Müsstest du auch für meine Methode machen.

Irgendwie entsteht da keine starke Überhöhung (oder ich mache was falsch). Den Tiefpass am Eingang habe ich übrigens bei der Gelegenheit noch ein bisschen verändert. Der ist jetzt auf etwa 100kHz ausgelegt.

Hier der Verlauf von Eingangsspannung, Spannung hinter dem Filter und Ausgangsspannung ohne Kondensator C3



Und hier der Verlauf von Eingangsspannung, Spannung hinter dem Tiefpass und Ausgangsspannung mit 330pF für C3

Simuliere mal mit parasitären Kapazitäten

Müsste man in diesem Fall für jeden Kondensator noch zusätzlich einen RC-Tiefpass in die Schaltung einbauen? Vielleicht kannst du ein bisschen ausführlicher erklären wie man eine solche Simulation durchführen kann. Gerne auch ein Link mit einer guten Beschreibung.

Vorhin habe ich versucht mir einen Trafo zu bauen um die Spannungsversorgung besser simulieren zu können aber mein Rechner arbeitet sich tot und kommt im µs Bereich voran. Da ist sicher noch irgendwo ein Fehler im Trafo Modell.

Track17 (Beitrag #17) schrieb:

Der Kondensator in der Rückkopplung wurde auf 330pF erhöht. Die Werte Total Harmonic Distortion: 0.007756% (0.022009%) scheinen mir aber extrem unrealistisch. Das ist doch viel zu wenig für eine derart schlecht ausgelegte Schaltung!?

330pF ist erfahrungshalber etwas viel, 100p ist schon viel. Normalerweise ergeben sich nicht mehr als 47p.
k= 0,01% wäre mehr als gut.

audiophilantrop schrieb:

Einem NE5532 kann man durchaus gut 25 mAeff entlocken, schon eine recht moderate Stromverstärkung von mindestens 20 bohrt das auf 500 mAeff auf. Das hieße Vollaussteuerung noch bis fast 16 Ohm runter, oder 4 W in 16 Ohm.

Das kann eine Milchmädchenrechnung werden, denn die Stabilität leidet. 50mA gehen hier vielleicht gerade noch ohne Darlington oder Verbundschaltung.

Track17 (Beitrag #17) schrieb:

Die Werte Total Harmonic Distortion: 0.007756% (0.022009%) scheinen mir aber extrem unrealistisch. Das ist doch viel zu wenig für eine derart schlecht ausgelegte Schaltung!?

Absolut nicht. Du fährst da knapp 5 Veff in 300 Ohm, das ist jetzt nichts völlig unmögliches (wir reden über <20 mAeff). Und dein Darlington müßte eigentlich Ruhestrom im Amperebereich haben, real würde also eher die Sicherung fliegen. Für solche Verhältnisse ist der Klirr dann doch nicht so toll, zumal die Harmonischen ewig nicht abfallen.

Ich habe hier keine größeren Schwierigkeiten, bei gleichem Gain mit einem idealen (nach dem NE5532 modellierten) Opamp mit 47 pF drüber und einer einstufigen Pufferstufe mit TIP31C/32C (je 4,7 Ohm Emitterwiderstand, Bias ~43 mA mit roter LED) bei ähnlichem Pegel auf 0,001% Klirr zu kommen, ohne Lattenzaun und bei 10 kHz. Bei 1 kHz sind es dann gar nur noch 0,0001%, spätestens dann dürften die meisten realen Opamps auch noch ein gehöriges Wörtchen mitzureden haben.
Den Puffer kannst du im Prinzip Open-Loop fahren, dann ist der Klirr immer noch nur in der Größenordnung 0,04%, und mit einem dicken C über der LED gar <0,001%. (Feedback wieder umgeklemmt: 0.000046% ) Für <100 mW an der Last ständig >1,2 W verbraten ist jetzt aber auch nicht das ganz große Kunststück, oder?

Eine Schaltung ist immer ein Kompromiß aus Schaltungsaufwand, Stromverbrauch, Performance und Bauteilqualität. So ein einfacher Class-A-Puffer buttert einfach beim Strom ordentlich rein und kommt auf die Art auf eine anständige Performance. Bei einem KHV geht das noch, bei einem für Lautsprecher werden dann Kühlkörper und Netzteil langsam recht unhandlich und teuer.

Hörstern (Beitrag #20) schrieb:

audiophilantrop schrieb: Einem NE5532 kann man durchaus gut 25 mAeff entlocken, schon eine recht moderate Stromverstärkung von mindestens 20 bohrt das auf 500 mAeff auf. Das hieße Vollaussteuerung noch bis fast 16 Ohm runter, oder 4 W in 16 Ohm. Das kann eine Milchmädchenrechnung werden, denn die Stabilität leidet. 50mA gehen hier vielleicht gerade noch ohne Darlington oder Verbundschaltung.

Das käme im Zweifelsfall sehr auf die verwendeten Transistoren an, würde ich meinen. 50 mA würde ich eher einer Kombi TL072/BC337/BC327 an +/-9 V zuordnen. Mit größeren mit weniger Neigung zu Beta-Droop und ordentlich gekühlt geht da schon etwas mehr...

Das käme im Zweifelsfall sehr auf die verwendeten Transistoren an, würde ich meinen. 50 mA würde ich eher einer Kombi TL072/BC337/BC327 an +/-9 V zuordnen. Mit größeren mit weniger Neigung zu Beta-Droop und ordentlich gekühlt geht da schon etwas mehr...

Je nach Anspruch auch BC337/BC337/BC327 an +12 V

Drollig. (Und gar nicht mal so übel, besonders wenn man Q1 durch einen BC547 o.ä. ersetzt. Dann geht der Klirr an 300 Ohm auch bei fast vollem Output schon mal unter 0,1%, und das bei noch unter 10 mA pro Kanal. Der Trick ist anscheinend die Geschichte mit 470k || 10µ für den Basisstrom von Q1, dadurch ist im Gegensatz zu anderen Varianten dessen Stromverstärkung voll wirksam.)

Hier eine schon etwas ausgefuchstere Variante aus einem tragbaren Grundig-Tape:

Von links nach rechts BC308B, BC238C, AC121, AC187K + AC188K gepaart. "Germanen" im Ausgang dürften aufgrund ihrer geringeren BE-Spannung verzerrungstechnisch ihre Vorzüge gehabt haben. Die konnte man auch noch direkt zusammenklemmen, im Si-Zeitalter hat man dann Ferritperlen als Emitter"widerstände" am Ausgang verwendet. So hat man die Übernahmeverzerrungen so gut es ging minimiert, der Kram sollte ja Lautsprecher zu 4-8 Ohm treiben, und das bei lächerlichen 5 mA Ruhestrom in den Endtransen zwecks Schonung der Batterien. Da sind wir dann wirklich mal bei 0,x% Klirr oder drüber...

Die von Grundig hatten auch teilweise Schaltungen mit 2 (!) Bootstraps, oder auf einen Widerstand im Poti-Fußpunkt zurückgeführte Gegenkopplung. Das bringt die Hirnwindungen auf Trab.

Drollig. (Und gar nicht mal so übel, besonders wenn man Q1 durch einen BC547 o.ä. ersetzt. Dann geht der Klirr an 300 Ohm auch bei fast vollem Output schon mal unter 0,1%, und das bei noch unter 10 mA pro Kanal. )

An 300 Ohm ist der Klirr so oder so bei unter 0,1%, je nachdem was man als fast vollen Output definiert.

Ersetzt man Q1, so müsste man aufgrund der geringeren Stromverstärkung erst einmal R5 und R6 anpassen, wodurch die Schaltung wahrscheinlich die Fähigkeit verliert, genügend Strom für 8-Ohm-Lasten unter Vollaussteuerung zu liefern. (War schließlich ursprünglich für ein von mir optimiertes Küchenradio gedacht )
Aber Kopfhörer haben ja eh einen höheren Widerstand (zumindest ist mir noch kein 8-Ohm-KH unter gekommen).

Im Paläozoikum gab es mal 4Ω - Kopfhörer. Viele Mini-Kopförer haben 50 Ω. Vereinzelt gibt es Lautsprecehr mit 50 Ω, damit könnte man zur Not auch mal laut hören. Deswegen würde ich einen KHV für 50Ω auslegen. 30V UB finde ich ein bißchen viel.

Warf384# (Beitrag #24) schrieb:

Drollig. (Und gar nicht mal so übel, besonders wenn man Q1 durch einen BC547 o.ä. ersetzt. Dann geht der Klirr an 300 Ohm auch bei fast vollem Output schon mal unter 0,1%, und das bei noch unter 10 mA pro Kanal. ) An 300 Ohm ist der Klirr so oder so bei unter 0,1%, je nachdem was man als fast vollen Output definiert.

Laut Simu durchaus nicht. Wobei ich nicht weiß, wie gut die Modelle für die BC337-xx sind. Aber die Ergebnisse sind gut, egal ob ich einen BC547C oder BC182B einsetze.

Warf384# (Beitrag #24) schrieb:

Ersetzt man Q1, so müsste man aufgrund der geringeren Stromverstärkung erst einmal R5 und R6 anpassen, wodurch die Schaltung wahrscheinlich die Fähigkeit verliert, genügend Strom für 8-Ohm-Lasten unter Vollaussteuerung zu liefern. (War schließlich ursprünglich für ein von mir optimiertes Küchenradio gedacht )

An R7 drehen reicht durchaus. Laut Simu wären bei <1% Klirr maximal ~900 mW an 8 Ohm drin. Die Strompeaks von >450 mA in den Ausgangstransen sind aber schon ganz schön heftig. Da würde ich eher auf 2 Paar mit je 2,2 Ohm Re gehen. Das bekommt auch in der Simu dem Klirr deutlich, wie zu erwarten. Ihr Maximal-Beta (und -fT) erreichen BC337/327 laut Datenblatt bei etwa 100 mA Ic, darüber geht es recht schnell abwärts. Darunter übrigens auch, weswegen ein Kleinsignal-Typ den besseren Q1 abgibt.

Hörstern (Beitrag #25) schrieb:

Im Paläozoikum gab es mal 4Ω - Kopfhörer.

Das wäre mir jetzt nicht bekannt, aber 8 Ohm dafür reichlich. Schätzungsweise habe wir auch just denen die üblichen hochohmigen Endstufen-Abgriffe an typischen Vollverstärkern und Receivern zu verdanken. (Das ist etwa so, als ob es heute noch Pflanzen mit Anpassungen an das Freßverhalten der Dinosaurier gäbe.) So sehr niederohmige Hörer sind blöd, die lassen sich nicht wirklich gut antreiben. Wenn sie wenigstens einigermaßen empfindlich sind, geht's aber noch halbwegs (aktuelles Beispiel AKG K3003, ansonsten kommen einige Mehrwege-BA-IEMs bedingt durch ihre Weichen zuweilen in den Bereich).

Hörstern (Beitrag #25) schrieb:

30V UB finde ich ein bißchen viel.

Die Größenordnung (+/-12..15 V) ist bei Desktop-KHVs aber völlig üblich. Wenn du auch 600-Ohm-Hörern noch ordentlich Dampf machen willst, brauchst du einfach soviel - 9 Veff sind 135 mW an 600 Ohm. Und im Hause Lake People arbeitet man nochmal mit dem Doppelten. Den Rekord hält wohl der SPL Phonitor mit +/- 60 V. Das wäre mir dann aber doch langsam zu blöd. Viel zuviel Ärger mit Bauteilwahl, Verlustleistung und SOA für zusätzlichen Headroom, den kein Mensch mehr braucht.

Laut Simu durchaus nicht. Wobei ich nicht weiß, wie gut die Modelle für die BC337-xx sind. Aber die Ergebnisse sind gut, egal ob ich einen BC547C oder BC182B einsetze.

Meine sind offenbar ungenauer (Standardmodelle aus Lt-Spice), denn hier wird auch weit unterhalb der 100 mA mit konstanter Stromverstärkung simuliert.
Vielleicht sollte ich mir das Datenblatt mal genauer ansehen anstatt nur den Daten des Simulationsmodells zu vertrauen.

An R7 drehen reicht durchaus.

Der verschiebt dann aber den Arbeitspunkt!
Im Küchenradio hatte ich ihn letztendlich sogar durch eine Zener-Diode ersetzt.

Hab jetzt mal ein bisschen in LTSpice gebastelt:


Liefert 8 V eff. an 300 Ohm. THD laut simu bei 0,02%.
C1 und C6 dienen als Ladungspumpe und ermöglichen je nach Last die Aussteuerung der Endstufe bis knapp unter V+ bzw knapp über 0.
D1 und D2 stellen zusammen mit R5/R6 den Ruhestrom ein.
D3 stellt den Arbeitspunkt ein.
C2, C6 und C7 sorgen für eine "korrekte Signalübertragung" über die parallelen Dioden.
R1 und R3 stellen die Verstärkung ein.

Versuch mal die Zeichnung wie ein (quadratisches) Netz zu zeichnen, sonst wird´s unkenntlich. Sollten da nicht noch ein paar BE-Widerstände rein?