Vorstellen meiner neuen 300W Endstufe

Hallo

Sehr tolles Projekt!!!

Nachträglich würde mich noch der Schaltplan der Ednstufe stark interessieren, und wo man die Ts bekommt.

Aber warum wurde zum Lüfter ein Schaltnetzteil verwendet und nicht ein kleiner Trafo, der müsste doch heutzutage fast billiger sein.

Grüße

Wie versprochen gibts jetzt noch die Schaltpläne.

Leider existiert der Orginal-Schaltplan zur Endstufe nicht mehr. Ich habe aber einen neuen gezeichnet, wobei in meinem Projekt nur 3 statt 4 Pärchen verwendet werden.



Der Einschaltstrombegrenzer:


Die Schutzschschaltung:


µC:


Rest:


Das SNT ist so primitiv, dass es den Namen eigentlich gar nicht verdient hat. Der Witz ist, dass es aus nem 7812 versorgt wird. Ich wollte halt noch zusätzliche Verlustleitung vermeiden.

Hallo Stefan,

wenn Du erlaubst - ein paar Anregungen.

Du hast die Treiber auf 2 kleine extra Kühler gesetzt. Das ist nicht gut. Die Treiber gehören mit auf den großen Kühler zu den MJL. Nur dadurch wird die thermische Regelkette geschlossen und die Transistoren können alle der Wärme folgen.
Der Ruheströmling (T19?) scheint mit auf dem Kühler an einem MJL von hinten befestigt zu sein.
Das ist auch nicht das Wahre, nimmt er doch in dem Moment die Wärme dieses T`s als Regelanfang. Besser ist es, den Ruheströmling an eine Stelle zu schrauben, die nicht direkt von nur einem T beheizt wird.

Du schreibst von 2 x 41V Ub. Nach Abzug der Ucesat der MJL, dem Spannungsverlust durch die Vollast usw., ergibt sich daraus eine Ua~ von 27V (eventll. 26.5V~ bei 2R Last).
Daraus würde sich eine Leistung von ca. 316W an 2R, 172W an 4R oder 89W an 8R (da dürften dann noch ein paar Wätter mehr kommen, weil die Ub weniger zusammenbricht) ergeben.

Du setzt 0.22R als Re`s der MJL ein. Im Fall von 2R Last ergibt sich dabei eine Uv von 1.25V (Ic ca 5.65A pro MJL bei 3 Päärchen) über jedem Re.
Bei 4R Last wären es immer noch 660mV (Ic ca. 3A pro MJL).
Einzig bei 8R Last würde der Uv nicht mehr genügen, um die Überstromsicherung zu aktivieren aber das wär dort egal, weil die 3 Päärchen MJL bei 8R Last sowieso nur mit den Achseln zucken.

Nimmst Du nun die 1.25V des R1 und lässt über R35 + R33 2mA fließen (das genügt völlig), dann kannst Du beide zusammen mit 625R bewerten. R33 müßte dann, um ab 1.25V über R1 einzugreifen, mit 250R bewertet werden. R35 bekäme 375R (R33 von 220R bis 270R testen > Rest = R35).
Die Ube des Überstrom-T (TÜ) sollte vorsorglich ausgemessen werden, um R33 optimal gestalten zu können. Für die 250R des R33 hab ich hier mal 500mV Ube des TÜ angenommen (2N 5551?).

Du versuchst über R29 und R31 eine Hilfsspannung einzufügen. Das kann man machen, bringt aber erst etwas, wenn die Uv über R1 nicht mehr zum öffnen des TÜ genügt. Das wäre dann der Fall, wenn R1 (und die anderen Re`s auf) 0.1 oder 0.05R abgesenkt werden, was durchaus sinnvoll ist.

Du versuchst nun weiterhin, die Hilfsspannung über R37 und D4 zu stabilisieren.
Das wird so nicht gehen. Wenn die obere Halbwelle kommt, geht logischerweise auch der Ausgang mit samt dem Fußpunkt der Z an die obere Ub abzüglich der beiden Ube Strecken von Treiber und End-T. Faktisch kann also die Z nix mehr stabilisieren, weil nur noch eine Spannung von 1.4V über R29 und R37 und der Z stehen.
In dem Moment der positiven Vollasthalbwelle kann Dir sogar noch etwas ganz anderes passieren.
Der Fußpunkt der D5 wird auf eben fast Ub+ gebracht. In dem Fall würde die unter Z über R30 und R38 mit 10mA belastet. Die Spannung hab ich mal mit 77V angenommen. Wo die Z dann stabilisieren will, wird sie Dir selber sagen. Es kann durchaus eine Potentialverschiebung am Knotenpunkt R32 / R30 geben und möglicherweise TÜ2 (der untere Strombegrenzer) in seiner Ube unterfahren werden und bei 5 bis 7V Unterfahrung gibt es einen Duchschlag der BE Diode. Sie würde dann nämlich rückwärts betrieben.

Wenn Du stabilisieren willst, dann müssen die Fußpunkte der beiden Z auf Masse geklemmt werden.
ABER, selbst das ist nicht die Wucht, weil es dadurch zu Potentialverschiebungen am Ausgang kommt. Der Offset läuft weg. Zudem müssen noch 2 weitere Dioden eingesetzt werden, (einmal kommend von R1 und einmal kommend zwischen die Basis des TÜ und R31. Damit wird verhindert, daß sich die Hilfsspannung und die Messpannung beeinflussen.
Es gibt auch noch weiter Wechselwirkungen, die dann mit der negativen Halbwelle zusammenhängen. Die Idee der Stabilisierung war mir nämlich auch einmal gekommen und deshalb in verschiedenen Varianten getestet - iss nix gut.

Von der Sache her - die komplette Überstromsicherung der Endstufe raus und dafür dann am Ausgang mittels OPV eine Messung durchführen.
Leider kann ich den Schutzschaltungsplan nicht richtig deuten, weil die Anschlüsse nicht klar bezeichnet sind.
Ich vermute aber, daß IC3 und IC4 eine beidwellige Überwachung ala Komparator darstellen sollen. Warum eigentlich 2 x dasselbe?
Du kannst je einen OPV genausogut als Komparator über R1 bzw. R5 klemmen und ihn die Uv vergleichen lassen. Da ein OPV nicht an eine Ube als solches gebunden ist, wird er auch Unterschiede im kleinen mV Bereich merken und das präzise.

R28 ist etwas hoch angesetzt. Bei 600mV Ube der MJL sollten schon wenigstens 10mA, besser 20mA als Querstrom fließen. Immerhinn nimmt sich jeder MJL ab der Schwellspannung schon etwa 2mA Basistrom, wenn der h21e 50 beträgt und 2R Last angekoppelt sind. Von daher - R28 = 56R

Der Spannungstreiber (T18) hat keinen Re.

Der Emitterfolger T17 hat so keine Wirkung, bzw. bringt so nix. Der Sinn dieses T`s liegt darin, eine Impedanzstufe herzustellen. Damit kann der Strom vom Diff gesenkt (was dem Eingangswiderstand der Stufe gut tut) und der Basisquerstrom des Spannungstreibers stark erhöht werden, ohne den Diff zu belasten.
C6 bildet dabei die Polstelle für die obere Grenzfreq. wobei er zwischen Basis und Kollektor des T17 sollte. Dazu muß allerdings T17 über einen Rc auf Ub- 1/2 gebracht werden. Dadurch wiederum wird der Spannungshub halbiert den der T machen muß, der geringere Strom von Diff jedoch genügt für die Millerkapazität, das Signal wird in Nullkommnix durch die Kollektorstufe gepresst und zwar bis weit hoch oben im Freq.-bereich.

R19 ist allemal zu groß. Hier fließen nur 700µA. Man sollte es nicht übertreiben aber 4 bis 5mA sind ein guter Wert.

Jetzt muss ich mal ein bissel ausholen und von der Stromquelle des Diff herangehen.

Über R16 fließen 4.6mA in den Diff hinein. Jede Seite würde sich nun 2.3mA nehmen und der Strom muß über den Spiegel nach Ub-. Um nun aber den Strom wegzubekommen, müßten R14 und R15 bei etwaigen 600mV jeweils mit 260R bis 270R bewertet werden. Ansonsten sinkt die Kompensationsspannung über R14 und R15 auf 230mV und das ist ein bissel wenig.

Wenn pro Arm des Diff schon 2.3mA fließen, wäre es nun ein Rückschritt, den Emitterfolger T17 nur mit 700µA arbeiten zu lassen.
Von daher sollte er mit einem Rc, um auf Ub Halbe zu kommen, bei 4mA mit 5.1K bis 4.7K bestückt werden. R19 müßte bei einer Verwendung eines Re für den Spannungstreiber (T18) bei einer Kompensationsspannung von 600mV mit 325R (330R) bestück werden.

Um den re der Diffstufe nun zu erhöhen, kann der Strom des Diff auf gut und gerne 3mA, also 1.5mA pro Zweig gesenkt werden. Dabei können R14 und R15 auf 390R erhöht und die Kompensationsspannung damit bei 600mV festgelegt werden.

Eins aber noch dazu. Der Einsatz des T17 ist nicht Ohne und Bedarf eines sehr guten Layout.

Noch ein Wort zur Stromquelle im Allgemeinen. Man kann natürlich eine Quelle für den Diff und die Vorspannungserzeugung ala T16 verwenden aber so wird das nix.
T16 hat einen Re von 82R. Bei 600mV Ube würden nun durch T16 7.3mA, bei 700mV Ube 8.5mA fließen.
Der Basisquerstrom beträgt hier aber nur 70µA. Selbst ein guter T mit hfe = 250 für T16 hätte hier ganz schön zu kämpfen, die 8.5mA bei hohen Freq. zu erzeugen. Selbiges gilt auch für T15.
Außerdem versaut das bei der Belastung die Innenwiderstände der Quelle.
Von daher, 1 bis 6mA Querstrom für die Quelle ist besser, wobei die 6mA dann eher für den LED Einsatz gedacht sind.

C7 kann ich nicht deuten - noch nie gesehen. Eine Bootstrap schließe ich da mal aus, weil eigentlich unnütz.

Was macht denn der R23 in der Kollektorleitung? Der Ruheströmling kommt mit seinem K direkt an den K der aktiven Last, genauso wie sein E am K des Spannungsverstärkers klemmt. Sonnst kann er nichts regeln.
R23 kommt vom K des I-ruhe T auf seine Basis. Bei angenommenen 8.5mA über T16 genügen als Basisquerstrom 800µA.
R23 = 2.2K
R25 = 1K Cermet
R24 = 500R
Cermet 0R = 510mV bei 1mA an der Basis des RuheT.
Cermet 1K = 1.1V bei 750µA an der Basis des RuheT.


GK? Naja, dort Bedarf es dann noch mehr Erklärung aber vielleicht schreibst Du uns mal auf, wie Du R21 und R11 ins Verhältniss bekommst.

Sodala, vielleicht ist etwas hilfreiches dabei.

hi henry!

Du schreibst von 2 x 41V Ub. Nach Abzug der Ucesat der MJL, dem Spannungsverlust durch die Vollast usw., ergibt sich daraus eine Ua~ von 27V (eventll. 26.5V~ bei 2R Last). Daraus würde sich eine Leistung von ca. 316W an 2R, 172W an 4R oder 89W an 8R (da dürften dann noch ein paar Wätter mehr kommen, weil die Ub weniger zusammenbricht) ergeben.

Ich schrieb von 2*41V~, dh es stehen 2*56V Ub als Spannungsversorgung zur verfügung. Dann kommt das mit den 300W schon hin.

Du hast die Treiber auf 2 kleine extra Kühler gesetzt. Das ist nicht gut. Die Treiber gehören mit auf den großen Kühler zu den MJL. Nur dadurch wird die thermische Regelkette geschlossen und die Transistoren können alle der Wärme folgen. Der Ruheströmling (T19?) scheint mit auf dem Kühler an einem MJL von hinten befestigt zu sein.

Wie oben schon erwähnt, stammt die Grundschaltung von Douglas Self. Dort stand beschrieben, dass bei einer in Emitterfolge verschaltete Leistungstufe die Treiber nicht auf den Kühler müssen. Ist ja aufgrund der jetztigen Layouts auch nicht mehr zu ändern. T19 konnte ich nirgend anders montieren. Da der Kühlkörper sich sehr gleichmäßig erwärmt, ist die Montagestelle durchaus vertretbar.

Die Strombegrenzung nennt sich "dualslope current limiter". Ich hab das Buch im Moment nicht da, wo sie beschieben wird. Die Simulation mit LTSpice hat sie jedoch problemlos gemeistert und ihre Aufgabe erledigt. Die genaue Beschreibeung folgt. Der Sinn von Z besteht nicht im Stabilisieren, die soll eine effektivere Nutzung der SOA ermöglichen

Was macht denn der R23 in der Kollektorleitung? Der Ruheströmling kommt mit seinem K direkt an den K der aktiven Last, genauso wie sein E am K des Spannungsverstärkers klemmt. Sonnst kann er nichts regeln. R23 kommt vom K des I-ruhe T auf seine Basis. Bei angenommenen 8.5mA über T16 genügen als Basisquerstrom 800µA. R23 = 2.2K R25 = 1K Cermet R24 = 500R Cermet 0R = 510mV bei 1mA an der Basis des RuheT. Cermet 1K = 1.1V bei 750µA an der Basis des RuheT. GK? Naja, dort Bedarf es dann noch mehr Erklärung aber vielleicht schreibst Du uns mal auf, wie Du R21 und R11 ins Verhältniss bekommst.

Hui ich sehe, in den Plan haben sich beim schnellen Nachzeichenen Fehler eingeschlichen. T19 ist im Bild falsch beschaltet. R23 gehört über R24 und ist mit 220R zu bewerten. Über C4 fehlt zum Einstellen der Verstärkung ein Widerstand mit 300R. Ohne den macht das nur wenig Sinn. Ich zeichene das mal neu.

Leider kann ich den Schutzschaltungsplan nicht richtig deuten, weil die Anschlüsse nicht klar bezeichnet sind. Ich vermute aber, daß IC3 und IC4 eine beidwellige Überwachung ala Komparator darstellen sollen. Warum eigentlich 2 x dasselbe? Du kannst je einen OPV genausogut als Komparator über R1 bzw. R5 klemmen und ihn die Uv vergleichen lassen. Da ein OPV nicht an eine Ube als solches gebunden ist, wird er auch Unterschiede im kleinen mV Bereich merken und das präzise.

Richtig, Komparator für positive und negative Offsets, in Stereoausführung. Was gibt es da nicht zu verstehen?

Der T17 ist ja schon öfter diskutiert worden. Ich habe den Teil der Schaltung einfach übernommen. Der Teil funktioniert wunderbar, und auch mit Spice waren für mich keine Nachteile erkennbar.

C7 hat mit Bootstrap natürlich nichts zu tun. Ich musste R17 und R18 als 2 R's auführen, da sonst die zulässige Verlustleistung eines einzelnen Transistor überschitten würde. Der Kondenstator stabilisiert nur.

Gruß

Stefan

Hallo Stefan,
Glückwunsch zu der nahezu vollendeten Kiste! Sieht gut aus und scheint auch "halbwegs" durchdacht. Insbesondere die µC-Steuerung gefällt mir prinzipiell. Laß doch den Bäcker meckern.
Aaaber: da gibt es so eine schöne Einschaltstrombegrenzung und Du vergewaltigst Dein Relais mit honigzähen Versorgungsspannungsrampen? Schäm Dich!
Gruß, Timo

@tiki
die ESB war soo leicht zubauen, und ob das Relais leidet... naja, damit kann ich leben. Zugegebenermaßen ist meine ESB nicht optimal, denn sie ist zu träge. Das Relais braucht so ne Sekunde um zu öffenen. Wenn man schon früher wieder einschaltet, meldet sich manchmal die Sicherung.

Die ersten Test hat die Stufe gut überstanden, leider habe ich ein Problem das mir noch Kopfschmerzen bereitet. Obwohl die Lüfter über Optos laufen, verursachen sie ein leichtes Surren im Lautsprecher. Die Lüfter werden über eine Hilfswiklung auf dem Haupttrafo versorgt. Meint ihr, dass sich irgendwelche Störungen über diesem Weg in die ENdstufe gelangen können??

Insbesondere die µC-Steuerung gefällt mir prinzipiell

Was fehlt zur vollständigen Begeisterung?

Gruß

Stefan

Hallo Stefan,

ich meckere nicht, wie das im Watt watende Wattwanderer meinen, sondern wollte Dir nur halt ein paar Gedankenanregungen geben. Vielleicht bekomm aber auch ich ein paar Anregungen.

Ich musste R17 und R18 als 2 R's auführen, da sonst die zulässige Verlustleistung eines einzelnen Transistor überschitten würde. Der Kondenstator stabilisiert nur.

? welche Ptot ?

Richtig, Komparator für positive und negative Offsets, in Stereoausführung. Was gibt es da nicht zu verstehen?

Und warum beide Kanäle auf ein REL ? Müßte da nicht eine REL an jedem Ausgang oder jeweils ein REL in der jeweiligen Ub Zuleitung angesteuert werden?

Der T17 ist ja schon öfter diskutiert worden. Ich habe den Teil der Schaltung einfach übernommen. Der Teil funktioniert wunderbar, und auch mit Spice waren für mich keine Nachteile erkennbar.

Ich glaub Dir ja, das es funktioniert aber es ergibt so keinen echten Sinn. Der Sinn oder eine Vorteil, ist erst mit dem oben geschriebenem zu erzielen.

Hui ich sehe, in den Plan haben sich beim schnellen Nachzeichenen Fehler eingeschlichen. T19 ist im Bild falsch beschaltet. R23 gehört über R24 und ist mit 220R zu bewerten.

Oky aber mit 220R für R23, 220R für R24 und 1K für R25 ergibt sich ein Querstrom von 2mA. Wenn diese 2mA von den max. 8.5mA Stromlieferfähigkeit abgezwackt werden und dieser Strom beim fließen eines Ruhestromes noch weiter gesenkt wird, weil sich der dann für die Treiber nutzlose Querstrom weiter erhöht, ist das nicht so gut.

Die Strombegrenzung nennt sich "dualslope current limiter". Ich hab das Buch im Moment nicht da, wo sie beschieben wird. Die Simulation mit LTSpice hat sie jedoch problemlos gemeistert und ihre Aufgabe erledigt. Die genaue Beschreibeung folgt. Der Sinn von Z besteht nicht im Stabilisieren, die soll eine effektivere Nutzung der SOA ermöglichen

Wenn gemeint - vielleicht geht es aber so recht möchte ich der Sache keinen Glauben schenken. Solltest Du eine asc haben, da hätt ich Interesse dran.

Wie oben schon erwähnt, stammt die Grundschaltung von Douglas Self. Dort stand beschrieben, dass bei einer in Emitterfolge verschaltete Leistungstufe die Treiber nicht auf den Kühler müssen.

Wenn er meint - gut. Einen Zweifel hege ich trotzdem. Immerhin wird damit der Treiber aus der Wärmeregelkette genommen und kann so nicht auf den Ruhe-T, bzw. den Verbund des Stromtereibergesamtverbundes einwirken.

Ich schrieb von 2*41V~, dh es stehen 2*56V Ub als Spannungsversorgung zur verfügung. Dann kommt das mit den 300W schon hin.

Aha, ich habe das ~ Zeichen überlesen.
Dann würden nun 38V~ zur Verfügung stehen. 8R Last = 175W, 4R = 342W, 2R = 650W
Du schreibst, es hat noch keine Vollastprüfung an 4R gegeben, weil keine Lastwiderstände verfügbar sind.
Mach unbedingt so eine Lastprüfung, auch bei min. 100Khz und sieh Dir die Oszikurve an.
Du wirst mit Sicherheit einiges unerwünschtes feststellen.
Und nochmals, die Stufe wird sicherlich funktionieren, daran besteht kein Zweifel aber es sind einige Sachen echt verschenkt.

viele Grüße

Einschaltstrombegrenzung

KISS

Keep ist simpel, Keep it Stupid !

Ich finde die Schaltung ganz okay, nur zwei kleine Vorschläge:


Die Relaisspannung HINTERM Trafo (sekundär) abnehmen. Auch über einen Gleichrichtung, einen Ladewiderstand, und einen Elko zur leichten Zeitverzögerung parallel zum Relais. Und dann statt der 4x10 Ohm parallel, einen 5...10 Ohm NTC nehmen. (Die gibt es speziell für Einschaltstrombegrenzungen in einer Scheibenbauform. Zum Beispiel sogar bei Conrad:HEISSLEITER NTC 22R Artikel-Nr.: 468053 - 62 Bei Bürklin ist die Auswahl aber größer. Bei reichelt leider gar nicht.)

Was interessiert das Relais der langsame Anzug, wenn der große Einschaltstrom schon vorbei ist und vielleicht noch max. 0,4 A durch den NTC fließen (entspricht immerhin fast 100 Watt Ruheleistungsaufnahme des Verstärkers), der jetzt da er heiß ist, vielleicht noch max. 1 Ohm hat - also damit Spannungsabfall über den NTC 0,4 Volt-ergibt Schaltleistung für das Relais von sagenhaften bärenstarken 0,4 Watt. Da werden die Kontakte überhaupt nicht leiden!

Solche Schaltungen betreibe ich schon seit 'zig Jahren. Es war noch kein Relais von mindestens zehn solcher Schaltungen kaputt.
Das nur mal am Rande. Wenn man ein Problem einfach lösen kann, sollte man es auch einfach lösen.

Achso der Vorteil des NTC, außer der Widerstandsänderung und den damit noch softeren EInschalten als nur mit normalen Vorwiderstand: Er kühlt im überbrückten Zustand wieder ab. Das wirkt sich wiederum positiv beim nächsten schnellen Aus- und Einschalten aus.

Welche Funktion wird eigentlich der Diode D1 im Rückkopplungszweig zugeschrieben?

Ich habe mal die Beschreibung des Stromlimiters abgetippt. Leider konnte ich die Graphen da zu nicht einscannen, und die Handycamera war zu schecht. Eine asc Datei hab ich, ich schick sie dir zu.


Beschreibung "Single-slope limiting" (ohne z, von D.Self):
[...] The Vce as well as the current is taken into account. R3 has been added to reduce the current-limit threshold as Vce increases. [...] The protection locus now has a variable slope, making it much easier to fit between reactive load lines and the SOA boundary; slope is set by R29. Current capability at Vce=20V is increased from 5.5A to 7.5A.

Beschreibung "dual-slope limiting" (mit z, von D.Self):

[...] The sinle-slope limiting line is made dual-slope by introducing a breakpoint in the locus so it is made of two straight line sections, allowing it to be moved closer to the curved SOA limit; current delivery possible at low device voltages further increased.
[...] The action of the Vce component on sensing transitor T20 is reduced when Vce is high enough for Zener diode Z1 to conduct (D4). The series combination of R29 and R35 is chosen to give the required initial slope with low Vcd (i.ie. the lefthand slope) but as the voltage increases the Zener conducts and diverts current trough R37, whose value controls the right hand slope of the protection locus. [...] Current capability at Vce=20V is further incresed from 7.5A to 9.5A.



Ich habe das mal so simuliert und musste die Wert von R33 und R35 im Vergleich zu denen im Buch leicht abändern, da die MJL "nur" 230W aushalten, die bei D.Self beschriebene Schaltung arbeitete mit MJ15024, die ja noch 20W mehr verkraften.

Oky aber mit 220R für R23, 220R für R24 und 1K für R25 ergibt sich ein Querstrom von 2mA. Wenn diese 2mA von den max. 8.5mA Stromlieferfähigkeit abgezwackt werden und dieser Strom beim fließen eines Ruhestromes noch weiter gesenkt wird, weil sich der dann für die Treiber nutzlose Querstrom weiter erhöht, ist das nicht so gut.

Was schlägst du vor?

Mach unbedingt so eine Lastprüfung, auch bei min. 100Khz und sieh Dir die Oszikurve an. Du wirst mit Sicherheit einiges unerwünschtes feststellen.

Ich muss das Ding mal an die Uni mitnehmen. Leider ist das Gerät ein wenig unhandlich.

Und warum beide Kanäle auf ein REL ?

Ich hatte mir gedacht wenn ich das Teil brücke, ist es vielleicht sinvoller, beide Kanäle abzuschalten. Wenn bei Übertemperatur ein oder zwei Kanäle abgeschlaltet werden, spielt meiner Meinung nach keine besondere Rolle.

Wenn er meint - gut. Einen Zweifel hege ich trotzdem. Immerhin wird damit der Treiber aus der Wärmeregelkette genommen und kann so nicht auf den Ruhe-T, bzw. den Verbund des Stromtereibergesamtverbundes einwirken.

Habe nochmal nachgeschaut. Bin mir jetzt auch nicht sicher ob das mit den Treibern so richtig war. Nur ist ein Umbau mit der jetztigen Platine nur schwerlich möglich.

Ich glaub Dir ja, das es funktioniert aber es ergibt so keinen echten Sinn. Der Sinn oder eine Vorteil, ist erst mit dem oben geschriebenem zu erzielen.

Ich werde nochmals nachlesen und ein wenig simulieren. Dann sehen wir mal weiter. Ausgebaut ist das Teil ja schnell.

Welche Funktion wird eigentlich der Diode D1 im Rückkopplungszweig zugeschrieben?

Sie verhintert, dass der Elko falsch gepolt wird.

Und noch der richtige Schaltplan:


viele grüße

Stefan

Hallo Stefan,

die Sache mit der Z in der Überwachung werde ich auf jeden Fall praktisch erproben. Was er da schreibt kling gut. Alleine der Glaube dazu fehlt noch, weil sich meine Logik sträubt.

Ich habe das mal so simuliert und musste die Wert von R33 und R35 im Vergleich zu denen im Buch leicht abändern, da die MJL "nur" 230W aushalten, die bei D.Self beschriebene Schaltung arbeitete mit MJ15024, die ja noch 20W mehr verkraften.

Bedenke aber dabei - 250W Ptot sind bei 56V Ub schon bei 4.4A erreicht und dann muß diese sehr große Verlustwärme weg. Die Ampereangaben des Ic beruhen in den Datenblättern auf 25°C oder 50°C oder eben der temp, die angegeben ist. Überschreitest Du die Umgebungstemp oder bekommst die Gehäusetemp nicht mehr weg, dann sinkt der Ic analog zur Erwärmung. Andernfalls steigt die Sperrschichttemperatur so schnell, so schnell kannst Du gar nicht guggen.
Die 15024 haben bspw. eine SOAR von 2A bei 80V Uce und 25° Tcase.

In den Endstufenberechnungen habe ich vor kurzem ein Diagramm eingebracht. Das ist bestimmt ganz interessant, obwohl nur von 41V Ub ausgegangen ist.
Transistorlastdiagramm

Die Sperrschichttemp. ist bei den TO 3 Gehäusen in etwa 30°C höher als die Casetemp oben am T-Kopf. Wie sich das bei den TO 264 Gehäusen verhält, entzeiht sich meiner Kenntniss. Man kann es auch schwerlich messen, weil die Kühlfläche eben auf dem Kühler ist.

Was schlägst du vor?

Eigentlich das ganz oben geschrieben aber:
Mach echt erst eine Lastprüfung und sieh Dir halt die Kurven an.
Das Du da nicht mehr drinne rumfummel willst ist klar aber möglicherweise baust Du nochmal so ein oder anderes Teil.
Die Frage ist auch immer - was will man eigentlich. Möglicherweise tut er es bei 100Khz bis unter die Kappgrenze und dann wär es echt ok.

Einen Brückenbetrieb würd ich nicht unter 8R machen, denn für 2R scheinen die 3 Päärchen nicht zu genügen. Dafür benötigst Du mit Sicherheit den LA1 07 im Ganzen für 2 Stufen und die mit je 4 Päärchen bestückt.

viele Grüße

Leider stimmen die Nummern im englischen zitierten Teil anscheinend nicht mit der Schaltung überein. Deshalb ist das Verständniss arg erschwert, bzw. ich habe es erst mal vorläufig aufgegeben.

Aber - ich vermute das es sich um eine sogenannte Fold-Back-Strombegrenzung handelt, die allerdings auch leichter realisiert werden kann, sprich einige Bauelemente weniger haben kann. Ich sage nur KISS
Schaltbild kommt wenn eine Simmulation zuende ist und ich mein wiedergefundenes Splan installiert habe.
Das Schaltbild ist im übrigen 1977 in der rfe beschrieben worden, aber immer noch in der Art das beste, was ich kenne.

Die Schaltung ist logisch gut nach zu vollziehen:




Das ist faktisch eine Meßbrücke (rechts gezeichnet), die bei korrekten Lastwiderstand, dessen Minimum man durch die Dimensionierung der Widerstände festlegt - KEINE Strombegrenzung macht.
Sinkt der Lastwiderstand unter einen bestimmten Wert, gerät die Brücke aus dem Gleichgewicht und begrenzt wieder je nach Dimensionierung den Strom auf ungefährliche Werte, so das die Verlustleistung des Endstufen-T auch im Kurzschlussfall nicht überschritten wird.

Z.B. wenn der LS kurzgeschlossen wird, fließt über den RBasis der vom Spannungsabfal über Re hervorgerufene Strom fast voll in die Basis des Strombegrenzungstransistors und öffnet ihn. Bei typ. Re von 0,1 ...0,22 Ohm ergeben sich so max. Kurzschlußströme von ca. 2...4A. Und bei normalen Betrieb sind 10...15A kein Problem.

D2 dient nur zur Kompensation der BE-Spannung und muß nicht weiter berücksichtigt werden, wenn man beim Rechnen auch Ube rauslässt.

Aber kann mir einer mal bitte erklären, wozu eigentlich immer die Diode D1 drin ist? Die sieht man immer wieder in den verschiedensten Kurzschlußsicherungsschaltungen. Und die leuchtet mir nicht so richtig ein.

@stampede: Lass deine Schaltung ruhig drin. Funktioniert sicher auch. Und was sollte der Wechsel Dir bringen. Ich will wirklich nicht den Verstärker zerreden. Ist in Ordnung so wie Du ihn gebaut hast.

(PS:Der Widerstand Rmasse muß größer sein. Praktisch einige Kohm Bei vier Ohm LS hier z.B. 3,9 K)

http://www.hifi-foru...rum_id=103&thread=25

Variante 4 -

stampete schrieb:

Sie verhintert, dass der Elko falsch gepolt wird.

Genau dafür sorgt der Elko selbst, nämlich für eine Gleichspannungsverstärkung von 1. Ich kann mir nicht vorstellen daß die Eingansoffsetspannung auf größer 0,6 Volt ansteigt. Falls doch aus irgend einem Grund die Durchlasspannung der Diode erreicht wird läuft dir der Verstärker sowieso aus dem Ruder da er dann keine Kontrolle mehr über die Ausgangsspannung hat.

Leider stimmen die Nummern im englischen zitierten Teil anscheinend nicht mit der Schaltung überein

Sorry, aber nur R3 ist falsch.

Kann man hier dateien hochladen oder an ne antwort dranhängen? Dann könnte ich die asc-Simu-Datei mal allen zu verfügung stellen.

Leider dauert das mit dem Lasttest noch. Ich habe kein eigenes Messequipement und die Endstufe steht in Düsseldorf, die Uni ist in Aachen.

Gruß Stefan

zucker schrieb:

http://www.hifi-foru...rum_id=103&thread=25 Variante 4 - :L

Au weiaaa, Du läst mich hier studieren...

Variante 1 : bekannt; wirkt leider auch bei ordnungsgemäßer Last strombegrenzend und sichert nicht unbedingt den SOAR Betrieb. Aber oft verbaut, einfach und funktioniert.

Variante 2 : Sehr merkwürdig, wie von einen Schaltungsentwickler entwickelt der Pass Aleph für eine tolle Technik hält
Im Prinzip das gleiche wie Variante 1 mit einer Hilfsspannung für die Basis, die aber nichts ! bringt. Im Gegenteil um Strombegrenzung zu erreichen, muß jetzt dort noch zusätzlich die Flußspannung von D6/7 überschritten werden. Das führt dazu, dass bei gleich gro0en Emitterwiderstand die Strombegrenzung später einsetzt. Was hat man davon. Ich sehe da keinerlei Vorteile, nur Nachteile.

Variante 3 : Geht ist völlig i.O. In etwa wie Variante 1 aber für Schaltungen in denen der Emitter der Leistungstransis an der Speisespannung ist.
[Nur etwas kompliziert wäre es mit einen OPV (Speisespannungsproblem, Gleichtakteingangsbereich.. Besser fände ich dann da ein Photorelais.)]

Variante 4: Wird gehen, aber aufwendig, und mit C1/2 dauert es länger bis in den Fold Back Modus und damit in den SOAR Bereich zurückgesteuert wird. Und wenn ich die Menge Bauelemente sehe, finde ich die Schaltung aus der rfe von 1977 immer noch besser und einfacher und damit einfach immer noch die beste, die ich je gesehen habe!

Variante 5: geht sicher auch , aber der Aufwand ! Wir wollen doch Verstärker mit einer Schutzschaltung rum bauen und nicht Riesen-Schutzschaltungen mit etwas Verstärker drin versteckt.

(PS: Morgen wird Strom an den "Mosfet 4"- Versuchaufbau gelegt.
Die Erklärung für die Dioden an den Kollektoren der Schutzschaltungstransis war leider immer noch nicht dabei.)

Hmpf,

die Variante 2 ist eben für geringen Uv an den Emitter-R geeignet, zum Bleistift bei parallelen End-T mit 0.05R Re. Über die Hilfsspannung wird die Basis des ÜT vorgespannt und dann die Uv der Emitter-R addiert. Die Z-sollten die Hilfssapnnung bei zusammenbrechender Ub stabilisieren, nur leider stabilisieren sie auch die Mitte.
Man könnte es ja noch ein bissel feilen.

Die Erklärung für die Dioden an den Kollektoren der Schutzschaltungstransis war leider immer noch nicht dabei

Die D´s zwischen den Kollektoren und der Basis der Treiber sind dehalb da drin, weil bei einer erhöhten Uv am gegenüberliegendem Re der End-Töppe diese Spannung, die ja dann weiter gen - (oder + ) geht, den ÜT aufsteuert. Das Emitterpotential der ÜT geht ja auch mit der Amplitude mit und somit wird an den Basen der ÜT eine Über BE U ankommen.
Das ist wie bei einer Waage, kann man sich vielleicht bildlich so am besten vorstellen.

PS: Meine Platine iss fast fertig bestückt. Ein paar SMD R fehlen aber noch. Deshalb hab ich mir gleich mal so eine Palette von den Dingern in E12 oder 24 geordert. Man wird ja nochmal welche benötigen.

(Ich will ja hier den Thread nicht themenfremd zerreden, am besten vom Moderator in einer Woche löschen lassen.)
" Hmpf,
die Variante 2 ist eben für geringen Uv an den Emitter-R geeignet, zum Bleistift bei parallelen End-T mit 0.05R Re"

Aber genau das geht bei Variante 2 eben nicht, da hier ja noch zusätzlich eine Diode in Reihe zwischen den Emitterwiderstand und der Basis des Überstrom-T liegt. Deren Flußspannung will/muß ja dort noch zusätzlich! überwunden werden. (Heißt: man benötigt am Emitterwiderstand genau diese Flußspannung mehr, gegenüber z.B. Variante 1) Da nutzt das Vorspannen der Basis garnichts.
(Emitter negativ vorspannen sollte nützen.)


Ich habe heute einen Kurzschluß in der OPV-Speisung beseitigt(SMD-Anschluß zum Leiterzug unter diesen SMD)und dann noch zwei falsch eingebaute PNP SMD-Ts gegen die richtigen NPN gewechselt und einen Widerstand in der Spannungsüberwachung anders dimensioniert und gewechselt und dann war Arbeit, Arbeit, Arbeit. Also Montag eventuell weiter.
Übrigens, gut das ich Angstwiderstände(9,1Ohm parallel 33nF)in den Drainleitungen drin hatte. Zwischendurch extremes Schwingen. Unbedingt zu empfehlen, ehe man eine neue Endstufe testet.

Ich habe mir mein erstes SMD-Sortiment damals von Conrad bestellt. War 'ne gute Investition.

hallo

ich will mal gleich zu anfang sagen, dass ich mich mit selbstbau von amp (leider) überhaupt nicht aus kenne (aber hoffe es eventuel irgendwann mal zu können).

will aber trotzdem sagen, dass die endstufe optisch sehrst lecker drinne aussieht und wollt gleichzeitig frage was die der spaß gekostet hat.

gruß VSint

zucker, was sagst du zu der Simu-Datei?

Was der Spass gekostet hat, ist schwer zu sagen. Aber da kam so einiges zusammen. Mehr als 500€ werden das schon gewesen sein, vielleicht auch 600€. Ich hoffe, die Endstufe hat paar Anregungen zum Selbstbau gegeben. Falls jmd Interesse an dem Digitalteil hat, bitte bei mir melden.

Hallo Stefan,

leider bin ich Zeitmangel noch nicht zum ansehen gekommen.

Auch Lothar muß ich widersprechen. Die Hilfs-U, reinweg über die R Kombination und die Addierung der Verlustspannung über den Emitter-R, funktioniert. Die Diodenstrecken sind dabei berücksichtigt und haben 300mV Uv, da hier Shottkys eingesetzt sind (BAT).

viele Grüße

Hallo Stefan,

sag mal, ist Dir nicht aufgefallen, daß der Klirr bei 51% liegt und das das Signal am Ausgang ein Rechteck ist?
Du hast den Lastwiderstand mit 0.1R angegeben.

seitdem ich ein update von Spice installiert habe, gehen manche Pläne nicht richtig. Mir ist auch aufgefallen, dass das bei dem File auch so ist, das ich dir geschickt hab. Bekommst demnächst ein neues.

Tolle Kiste.Gut gemacht.

Am meisten wundert mich aber dass du irgendwie geschat hast einen stabilen Verstärker mit Darlington VAS stage zu bauen.
Ich habe das nicht geschafft und eine menge anderer Leute die das versucht haben auch nicht.

Kurze Anmerkung:
Der Link zum Schaltplan der Einschaltstrombegrenzung (Post #3) scheint falsch zu sein, bei mir wird kein Thumbnail angezeigt und die Bildadresse leitet auf die ImageShack-Startseite weiter.
Aber der Thread ist so alt - ein Wunder, dass die Bilder überhaupt noch da sind :-) .

Bei mir geht er auch nicht.

Am meisten wundert mich aber dass du irgendwie geschat hast einen stabilen Verstärker mit Darlington VAS stage zu bauen. Ich habe das nicht geschafft und eine menge anderer Leute die das versucht haben auch nicht.

Verstehe ich nicht, warum das nicht klappen sollte. Ich habe diese Kombination (die ja keine richtige Darlingtonschaltung ist) schon häufig eingesetzt, und hat immer wunderbar funktioniert.

Das Schaltbild der Einschaltstrombegrenzung:

Nun, Ich weiss nicht wieso das bei dir funktioniert und bei mir und den anderen nicht.
Ich meine jetzt die VAS stage.Ich habe auch versucht einen Verstärker mit so einer VAS stage zu bauen und es war nicht stabil.Deswegen habe Ich dann die kaskode VAS stage versucht und die hat wunderbar funktioniert.Aber die Darlingnon oder anders gesagt Betta enhanced VAS stage hat bei mir niemals funktioniert.Vieleicht ist diene auch instabil.Hast du das geprüft?

Sinn des T17 aka "DarlingtonVAS" ist doch die
"Last" des Differenzverstärkers zu verringern auf dass
die OL Gain mehr wird; gm * Rload = Vo
Das kann man eindeutig mittels Simulation nachvollziehen.

T17 ist keinesfalls nutzlos; vielmehr verringert er die
Verzerrungen der closed loop um ~ eine Zehnerpotenz.

Der Strom durch T17 ist doch mehr als genug um T18 gut
zu versorgen.

Die eingesetzte Miller Kompensation stellt eine lokale
Gegenkopplung der VAS dar und linearisiert diese.
Eine alternative Kompensation ala Zucker (Millerkiller..)
wäre aber sicher auch interessant, weil sicher mehr SlewRate...

Die D2,D3 der SOA Limiter sind m.E. dazu da, den Limiter Transistor sicher von dem ("empfindlichen", hochimpedanten,...) VAS Ausgang zu trennen, wenn nicht limitiert werden soll.

R23 in der Ruhestromspannungsquelle senkt deren Innenwiderstand. (Wenn er hoffentlich richtig und nicht so wie eingezeichnet eingebaut ist ; -)

C7 im Stromquellen Biasing ist tatsächlich ein Bootsrap.
Er hält den Spannungsabfall über R17 konstant wenn sich die
positive Rail bewegt (--> Stromquellencharakter von R17)

D1 sorgt im Fehlerfall (neg. DC am Ausgang) dafür dass C4
nicht mit neg DC beaufschlagt wird.


Endlich wieder mal ein schönes Endstufendesign hier !

Gruß Manuel

In Simulation funkzioniert die Darlington VAS preblemlos, aber im realen Leben nicht,oder mindestens nicht immer.