Mosfetendstufe 3

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gegentakt
Hat sich gelöscht

#1 erstellt: 17. Mrz 2005, 11:29

Hallo,

der User

gegentakt hat eine modifizierte Endstufe in Mosfettechink eingebracht. Es handelt sich um die Weiterentwicklung der

Mosfetendstufe 2 hier im Selbstbauforum.

Die 1. Ausbaustufe (MOS-Amp Mod 2) sah so aus

Hier nun der Schaltplan zum MOS-AMP Mod 3 Spice

Die Gegenüberstellung der Simulationen der MOS-AMP 2 ähnlichen Schaltung
MOS-AMP 2 Mod1Spice (jeweils oben)
und die Weiterentwicklung
MOS-AMP Mod3Spice (jeweils unten)

1. Frequenz- und Phasenfrequenzgänge:

MOS-AMP 2 Mod1Spice
f-3dB = 743kHz
Phasenrand = 132 Grad
V,GS = 16.93-fach
GBW-Product = 12.6MHz

MOS-AMP Mod3Spice
f-3dB = 1.63MHz
Phasenrand = 122 Grad
V,GS = 29.16-fach
GBW-Product = 47.5MHz

2. Slewrate:

MOS-AMP 2 Mod1Spice
(+)SR = 77V/us

MOS-AMP Mod3Spice
(+)SR = 145V/us

3. HD (Harmonic Distortion):

MOS-AMP 2 Mod1Spice
THD (Total Harmonic Distortion) = 0.001%

MOS-AMP Mod3Spice
THD (Total Harmonic Distortion) = 0.0008%

4. IMF (Intermodulation Frequency) :
(nach meiner 20kHz/400kHz-Methode - Angaben dazu im Diagramm)

MOS-AMP 2 Mod1Spice

MOS-AMP Mod3Spice

Anmerkung zu den HD-Diagrammen bzw. den Werten für die THD:
Die Fourier-Analyse wurde mit einem spektralreinen (oberwellenfreien) Sinussignal (der Grundschwingung) von U=30Vs/f=10kHz über 10 Perioden in 200ns kurzen Schritten simuliert, einschließlich Einschwingvorgang. Der mit dem Einschwingvorgang sozusagen unter "Worst-Case"-Bedingungen entstandene Funktionsverlauf für die HD in den Diagrammen enthält damit einschwingtypische Rauschkomponenten, die sich den Oberwellen überlagern. Per Definition ist der Wert für die im amerikanischen so genannte "Harmonische Störung"=THD das Verhältnis zwischen dem Spannungswert aller quadratisch addierten Oberschwingungen (Oberwellen) zum Spannungswert der Grundschwingung. Der Prozentsatz für die THD liegt daher unter dem der HD.

Die Simulationsbedingungen wurden bei beiden Schaltungen streng verifizierbar gehalten, das gilt gleichermaßen für die Auswahl der Transistoren, für Eingangs- und Ausgangsfilter, Quellensignale, Lastbedingungen und der Prämisse, möglichst sehr hohe (und vergleichbare) Stabilität zu erreichen.

Einige Anmerkungen zur Simulation mit PSpice bzw. der Nachbausicherheit der simulierten Schaltungen vorab: ich hatte ja bereits geschrieben, daß die Simulationen den Praxisergebnissen immer wieder angeglichen wurden, d.h. die Modelle und die parasitären Layoutbedingungen einschließlich der Monte-Carlo-Analyse zur Erfassung der Streubreite wurden so weit verfeinert, daß die Laboraufbauten auf Anhieb im Toleranzfeld liefen. Arbeitspunkteinstellungen, DC Strom- und Spannungswerte stimmen nahezu 100%ig, in Richtung AC/höhere Frequenzen machen sich dann natürlich kleinere und größere Abweichungen bemerkbar, jedoch ohne insgesamt die Funktion in Frage zu stellen.

Ein Beispiel: C6 (in Mod3Spice) zeigte bereits (naturgemäß) bei der Simulation einen großen Einfluß auf die Frequenzgangkorrektur, diese Feedbackkapazität ist (u.a.) für das Erreichen eines optimalen Phasenraums enorm wichtig, schon einige pF Abweichung verändern das Ergebnis deutlich in Richtung schlechter oder gar in Richtung Schwingneigung. Man beachte die hohe Bandbreite! - der AMP ist keine Elektortröte mit gezogener Handbremse, damit Nachbausicherheit für Jedermann besteht (obschon das bei manchen Projekten bei denen nicht so laufen wollte, wie im Magazin verkündet).

In der Praxis sieht das dann so aus: man teilt C6 in eine Festkapazität und einen paralellgeschalteten Trimmer auf und gleicht damit auf perfekte Rechteckwidergabe ab, für ultima ratio am besten an der reellen Last. Achtung! Kleine Pegel verwenden - der Hochtöner! - da der HT (und auch der MT) nichts kapazitiv Belastendes in die Test-Waagschale wirft, kann/sollte man ihn (sie) besser abklemmen.

Grundvoraussetzung beim praktischen Aufbau sind ohne Frage erstklassige Bauteile, die sich am Ideal der Vorgabe in der Simulation messen lassen - d.h. 100ppm-Metallschichtwiderstände, besonders die Feedbackwiderstände müssen so ohmsch wie möglich sein (sehr gut geeignet sind an dieser stelle n.m.E. Philips 1Watt-Metallschichtler), Emitterwiderstände ebenfalls induktionsarm (Metallband), Folienkondensatoren als MKP/Styroflex, Elkos nur 1a-Ware, am besten mit Schaltnetzteilspezifikationen und Halbleiter grundsätzlich vorher auf ß und Durchbruchspannung testen, eine Unterlassung führt in letzter Zeit zunehmend zu unliebsamen Überraschungen, Stichwort Halbleiterfakes. Ja, und dann natürlich eines der wichtigsten Bauteile überhaupt: die Platine mit ihren korrekten Masseführungen und - wo es darauf ankommt - einer kapazitäts- und induktionsarmen Leiterbahnführung.

Beschreibung der neuen Schaltung Mod3spice

Der Rausschmiß der Kaskode der 2. Stufe und deren Ersetzung durch eine den AMP gleichzeitig Frequenzgang/Phasen korrigierende (C3, R10) Verbundschaltung (ich nenne sie "Miller-Killer") aus Emitterschaltung (V15) und niederohmig/strompotent treibender Kollektorschaltung (V11) mit verlustleistungsreduzierender, phasenverschiebender "Kollektordegeneration" (R10) - im Angelsächsischen vom Ansatz her CC-CE = Common Collektor - Common Emitter genannt - bzw. der Einsatz eines echten Stromspiegels als Kollektorlast für den Differenzverstärker hat also nachweislich das Gain-Bandwith-Product sehr signifikant 3.8 mal erhöht, die Steiggeschwindigkeit verdoppelt, den Klirr einschließlich der dort sichtbaren "Oberwellenunruhe" weiter reduziert und vor allem geholfen, die zahlreichen AMP-eigenen Mischprodukte sowohl in Pegel als auch in der Anzahl herabzusetzen. Der Ruhestrom konnte dabei von 40mA auf 33mA sogar noch etwas reduziert werden , wie bereits berichtet. Eine versuchsweise Erhöhung auf 40mA brachte die Oberwellen vollständig zum Verschwinden, erhöhte aber leider wieder die dynamischen Mischprodukte. Wem meine IMF-Testmethode durchaus zu "streng" vorkommt, kann den Ruhestrom entsprechend anpassen und sich über völlige Oberwellenfreiheit freuen, sofern das Masselayout der Platine pico bello gestaltet wurde - letzterer Aspekt ist genau so wichtig, wie die Schaltung selbst.

Nicht ganz uninteressant zu erwähnen, wäre der Faktor Ruhestromstabilität. Die Vorspannungserzeugung für die Mosfets und ihre Treiber besteht aus einem U,GS-Multiplizierer, gebildet durch einen (Leistungs-) Mosfet, ergänzt mit einer doppelten Diodenstrecke in Form eines (Leistungs-) Darlingtontransistors. Damit läßt sich durch die Montage dieser beiden T0-220 Transistoren zusammen mit den Treibern auf dem Endstufenkühlkörper ein perfekt linearer und flacher Ruhestrom-Temperaturkoeffizient einregeln, mit Tendenz zu negativen Werten, je nach Hoch- oder Niederohmigkeit der Spannungsteilerbeschaltung. Ein thermisches Hochlaufen des Ruhestroms wird damit sicher verhindert, ebenso (s)ein klirrerhöhendes Wegschmieren. Die beiden wärmedetektierenden bzw. regelnden Halbleiter, über einen gewissen Abstand, der sich an den über den Hauptkühler verteilten Leistungstransistoren orientiert, sind zwar um einen Transistor aufwändiger, als die üblichen Lösungen, die guten Regelungseigenschaften sind jedoch nicht zu verachten.

Simulation des Temperaturgang des Endstufenruhestroms (Mod3)
V18 und V19 haben offensichtlich unterschiedliche Temperaturgänge, was sich in dieser Schaltung auch in unterschiedlichen Drainströmen auswirkt, zufolge der nicht auf die Sourceanschlüsse bezogenen Gatespannungen (R18 verbindet die Gates ohne Mittelpunktbezug zum Knotenpunkt R21/R22). Die Temperaturkompensation ist so eingestellt, daß der Drainstrom von V19 gerade noch einen negativen Verlauf annimmt, und somit, wie erbereits erwähnt, thermisch nicht hochlaufen kann.
Die Typenauswahl der Transistoren V13 und V14 ist flexibel, andere V-MOS- bzw. Bipolar-Darlington-Typen (besonders Exemplare im nach Masse weniger kapazitiven TO-126 Gehäuse) sind selbstverständlich auch geeignet. R14, R15 und P2 müssen dann auf Grund abweichender Eingangs- und Temperaturkennlinien im Gesamtwert angepasst werden, wie weiter oben schon erwähnt.
Man sollte hier ein wenig selbst experimentieren, da letztlich auch die individuellen Kühlerbedingungen Einfluß nehmen.

Der Dämpfungsfaktor liegt lt. Simu bei beiden Schaltungen jenseits von Gut und Böse, sprich bei mindestens Zweitausend (was direkt aus der offenen Schleifenverstärkung V,OS errechenbar ist). Voraussetzung ist dazu allerdings eine direkte Lastankopplung ohne weitere Widerstände direkt am Gegenkopplungsknoten, aber das ist ja klar (genauso klar, wie die Notwendigkeit einer Vierpolmessung, um diesen geringen Innenwiderstand messtechnisch überhaupt einigermaßen sinnvoll erfassen zu können). Ausgangsrelais in welcher Form auch immer gibt es keine, da ich meine Verstärker grundsätzlich per Mosfets in der Schutzschaltung/Stromversorgung langsam und kontrolliert hochfahre, währenddessen ein kleines Reedrelais - Schaltkontakt Signal gegen Masse - die Eigangsspannung abblockt.

Eine einfache und gute Lösung dazu bietet sich auch mit diversen Phasenanschnitt-ICs plus Triac auf der Netztrafo-Primärseite an. Eine Schaltung kontrolliert dabei den Ladezustand der Netzteilelkos, sind diese als (fast) aufgeladen erkannt, überbrückt ein Relais den Triac bzw. das Steuer-IC stellt die Zündimpulse ein, damit es keine Oberwellen-Störungen von dieser Stelle gibt. Nach einer weiteren, kurzen Verzögerung gibt dann das Reedrelais den Eingang frei und der Verstärker ist betriebsbereit. Beim Abschalten fällt dieses Relais sofort als erstes ab und der Verstärker kann somit beim langsamen Absinken der Betriebsspannungen nicht weiter angesteuert werden. Man muß hier ein wenig mit der Ladekapazität experimentieren, damit die Betriebsspannung entsprechend fällt und keine unkontrollierten Zustände durch zu schnelles "Herunterfahren" entstehen. Nützlich ist dabei, den Stromverbrauch sofort herunterzuschrauben, indem der Endstufenruhestrom durch ein Optokoppler in der Vorspannungsquelle abgeschaltet wird. Das kann z.B. so wie in dieser

Schaltung - siehe links unten im Schaltbild - gemacht werden.

Neuerungen gegenüber dem vorangegangenen Schaltbild Mod3Spice

--> Mod3.1Spice:

Mit einer Eingangsspannung von 0.727Veff stehen am Ausgang an 4 Ohm und einer (angenommenen, sehr hohen) Kabelkapazität von 10nF 60Vss an, entsprechend 21.21Veff und 112.5 Watt. Damit ist die Schaltung empfindlich genug, um als nichtinvertierender Vollverstärker pur zu laufen (es sind natürlich abhängig vom Netzteil und bei Vollaussteuerung mehr als 112.5Watt aussteuerbar).

Um den AMP eigenständig betreiben zu können, braucht es nicht nur der angehobenen Spannungsverstärkung (hier: knapp 31-fach), sondern auch einem vernünftig dimensionierten Hochpaß am Eingang. Weiters kompensiert der Eingangsspannungsteiler R2, R3, R4, P1 die Offsetspannung des Verstärkers, hervorgerufen durch den Basisstrom des Eingangstransistors V7. Bisher floß der Basisstrom galvanisch über die Eingangsspannungsquelle ab, was natürlich ein fest verdrahteter, vorgeschalteter OP oder Vorverstärker erfordert(e).
Der Grundabgleich der Offstspannung (mit P1) wurde vom Differenzverstärker auf diesen Spannungsteiler verlagert, im Laststromspiegel (V8, V10) befindet sich nun der Festwiderstand R13 an Stelle des Potis (der Wert von R13 ist auf Symmetrie des Differenzverstärkers abgestimmt, also für jeweils gleichen Strom durch V8 und V10 und richtet sich nach den Kennlinien des verwendeten Transistor- und Diodentyps, für V10 läßt sich "klassisch" auch ein weiterer BF 240 in Diodenschaltung einsetzen, R13 hat dann wie R9 330 Ohm).

Die Brummfreiheit des Spannungsteilers ist durch Siebung (R11, C4 und R7, C2) und Zenerstabilisierung (V1 bis V4) gegeben und im positiven Zweig stellt für den zusätzlichen Stromverbrauch des Differenzverstärkers an dieser Stelle ein Paralellregler mit V5 eine zusätzliche Stabilisierung mit hoher Betriebsspannungsunterdrückung (PSRR) sicher - bzw. dessen versorgungsspannungsmäßige Entkopplung von weiteren Verstärkerstufen, da hier ja bewußt auf eine Stromquelle für den Differenzverstärker verzichtet wurde.
Die Zenerstabilisierung wurde plus- und minusseitig jeweils in zwei Diodenstrecken aufgesplittet, V2+V5 und V3 versorgen gleichzeitig den Offsetregler IC1, dessen Reglersignal am Punkt a sehr hochohmig (und damit das Audio-Eingangssignal nicht beeinflussend) direkt in den Spannungsteiler/Basis V7 eingeleitet wird. Über Punkt b erhält der (rein integrierende) Regler seine Eingangsspannung über einen ebenfalls sehr hochohmigen Integrierwiderstand (R35), möglich wird der Wert durch den extrem geringen Eingangsstrom des OP-97E von typ. 0.1nA.

Anmerkungen zur Offsetregelung:
Sollte der für IC1 vorgesehene OP-97E aus welchen Gründen auch immer durch einen anderen Typ ersetzt werden, muß auf jeden Fall eine Stromaufnahme von <1mA und eine Eignung für eine minimale Versorgungsspannung von +/- 6V erfüllt sein (es sei denn, man paßt für letzteren Punkt die Diodenkette V1-V4 entsprechend an).
Des weiteren verlangen für eine hohe Regelgenauigkeit:
a) die relativ hochohmigen Integrationswiderstände nach geringsten Eingangsströmen von IC1
b) sollten dessen Offsetspannungen ebefalls kleinste Werte aufweisen.
Preiswerte OP's mit Fet-Eingängen erfüllen die Anforderungen von a) sehr gut, die deutlich schlechteren Offsetspannungswerte können durch eine individuelle Offsetkorrektur an den entsprechenden IC-Anschlüssen direkt verbessert werden.

Legt man überhaupt keinen Wert auf möglichst geringe Ausgangsoffsetspannungen des Verstärkers, kann die Schaltung mit und um IC1 auch entfallen, es sollten alternativ jedoch folgende baulichen Maßnahmen ergriffen werden:
Die beiden 36-Volt Zenerdioden V1 und V4 werden thermisch gekoppelt, d.h. man montiert sie so eng aneinander, daß sie sich berühren, ein Tropfen Epoxydharzkleber tut ein Übriges. Sinn der Maßnahme: mit P1 wird jetzt ohne Regelung ein manueller Offset-Abgleich durchgeführt, wichtig ist dabei die Temperaturstabilität der Zenerspannungen am Spannungsteiler R2, R3, P1. Da die Zenerdioden im Plus- und Minuszweig des Spannungsteilers unterschiedliche Ströme führen, würden sie andernfalls durch die unterschiedliche Temperaturdrift das Potential am Offsteinsteller P1 mit der Temperatur etwas verschieben.
P1 ist, wie im Schaltbild angegeben, ein 10-Gang Präzisions-Trimmpoti (handelsüblicher Cermet-Typ).
Ebenfalls thermisch verbunden sind jeweils die beiden Differenzeingangs-Transistoren V7 und V9 bzw. der Transistor V8 und die Diode V10 (bzw. für V10 alternativ der gleiche Transistortyp wie V8 - s. o.) im Stromspiegel der Eingangsstufe.

Bei den LEDs V12, V13 gilt es ein bischen aufzupassen: nicht alle roten Exemplare haben typischer Weise wie hier 1.5V Spannungsabfall, man sollte das kontrollieren und ggfs. R18 anpassen, damit die 33mA Ruhestrom durch V16 bis V19 hinkommen. So gesehen können auch andere LED-Farben bis hin zu IR-LEDs genommen werden.

Noch ein paar Anmerkungen zum Netzteil:

Zielführend ist ein kräftig dimensionierter Transformator, Faustformel 3-4 mal höhere Nennleistung, als die zu erwartende, höchste Verstärkerleistung. Die Gründe dafür liegen zum Einen in einem möglichst geringen Innenwiderstand, also geringer Abweichung zwischen Leerlaufspannung und Spannung unter Vollast. Zum Anderen in der Sicherheit des sättigungsfreien Betriebs, bei der anderenfalls das Kernmaterial des Trafos nicht mehr genügend Leistung überträgt und als Sättigungserscheinung in diesem nichtlinearen Betrieb - wie alle nichtlinearen Funktionselememte - störende Oberwellen produziert, die vom Verstärker nicht mehr befriedigend ausgeregelt werden und sich klanglich negativ auswirken.
Nach dem Gleichrichter folgen üppige Ladekapazitäten für eine geringe Welligkeit der Gleichspannung, jedoch auch wieder nicht übertrieben überdimensioniert, sonst bringen deren extrem hohe Nachladeströme den Gleichrichter in Gefahr bzw. den Trafo in den Bereich der o.g. Sättigung.

Vorschlag zum Trafo: wickeln lassen! Mit sämtlichen Sekundärspannungen, die gebraucht werden. Das ist kompakt, geradlinig und in der 500W-Trafoklasse absolut preislich vertretbar gegenüber Standarttrafos. Man kann natürlich auch Trafos von der Stange nehmen, besonders wenn man schon welche hat, hier ist Flexibilität gegeben. Wichtig ist, daß sie die Leistungsspezifikationen erfüllen.

Eingespeist werden die Netzteilspannungen in meiner Schaltung an den Anschlüssen UNH (Spannung des Hilfssnetzteils) bzw. UN (Spannung des Leistungsnetzteils). Nach UNH folgt eine rigorose Siebung mit R28, C12 und C9 (bzw. R29, C10, C13), die Spannung ist hier selbst bei Vollaussteuerung praktisch batteriegleich "glatt", was hier noch an tiefstfrequenten Schwankungen übrigbleibt, damit dürfte die GK nicht das geringste Problem haben bezgl. der Versorgungsspannungsunterdrückung PSRR und Leistungspeaks in die Eingangskapazitäten der Mosfets. Da jedoch für die PSSR i.e.L. ein stabiles Versorgungspotential am Hochpunkt von R10 entscheidend ist, folgt ein weiteres Tiefpaßfilter mit einer Eckfrequenz von ca. 0.5Hz (R11, C4), zusammen mit dem simplen, aber schnellen und wirksamen Paralellregler V5 einschließlich seiner Zenerdiodenreferenz ist hier ein Maximum an Rauschfreiheit und Spannungskonstanz mit - wie ich meine - einfachsten Mitteln gegeben.
R31/C14 (R32/C15) schließlich filtern sehr wirksam Oberwellen von einigen kHz bis zu Hochfrequenz aus dem Netz bzw. aus anderen Quellen im Netzteil selbst (u.a. dem Gleichrichter) aus der UN-Hauptversorgungsleitung, ohne in den beiden Widerständen allzuviel Leistung zu verlieren, mit (teuren) Dosseln habe ich eher schlechte Erfahrungen gemacht: geraten die nämlich (bei ungenügender Dimensionierung zumal) in die Sättigung, kommen die Oberwellen quasi durch die Hintertür wieder herein ...
R31, R32 lassen sich ganz nebenbei noch zu Strombegrenzungs(Detektier-)Zwecken nutzen.

Geht es noch besser?
Absolut! Man kann mit dieser Schaltung absolut zufrieden sein, zumindest von den den Klang entscheidenden Parametern, aber ein Dorn im Auge bleibt mir diese mehr als 40mA fette (in Mod3 jedoch auf 33mA abgespeckte), undynamische, passive und alles andere als "aktive Stromquelle", die muß weichen - zumindest in dieser statischen, energieverschwendenden Form, die zudem die Transistoren der 2. Stufe thermisch belastet --> relativ großer Kühlkörper --> ungünstig hohe parasitäre Kapazität gegen Masse (theoretisch Verrringerung der offenen Schleifenverstärkung und der Slewrate, Erhöhung von harmonischen und nichtharmonischen Oberwellen).

Da die HD bereits an der Nachweisgrenze liegen und eher durch das Eingangsfilter (Rauschen) definiert werden, als durch den aktiven AMP, liegt mein Ziel in weiter reduzierter IMF plus höherer Steiggeschwindigkkeit, die damit im Zusammenhang gesehen werden muß und last but not least ein ökonomischerer Verbrauch.

Das "Baby" existiert bereits in zwei Versionen (einmal "Voltage Feedback und eimal "Current Feedback"), Arbeitstitel "SUSY-AMP", abgeleitet von einer Art "SUper-SYmmetrie": die Schaltung nutzt in der Voltage Feedback Version das Gegentakt-Ausgangssignal des Differenzverstärkers und geht direkt auf gesteuerte, symmetrisch angeordnete Stromquellen im Gegentaktbetrieb mit insgesamt hoher Slewrate, Open-Loop Eckfrequenz bzw. Leistungsbandbreite, "dynamisch" - also signalabhängig - schnell und verzerrungsarm (selbst mit hoher kapazitiver Belastung des Hochimpedanzpunkts!) und verhält sich trotz fehlender Symmetrie symmetrischer, als bei "echter" Symmetrie, die ja bekanntlich Wunschdenken entspringt.

Aber das ist eine andere Baustelle. (Vorstellung ev. in einem eigenen thread)

Etwas Theorie zu den Schaltungen Mod3Spice und Mod3.1Spice:
Ein Emitterfolger treibt eine Emitterschaltung.
Warum funktioniert das offensichtlich besser, als eine Kaskodenschaltung?

Eine Emitterschaltung bleibt auch in einem Kaskodenverbund eine Emitterschaltung, d.h. sie belastet die treibende Quelle mit einer bestimmten Impedanz, die trotz Vu1 ~ 1 (der Verstärkung der Emitterschaltung durch die festgelegte Kollektorspannung und damit der Vermeidung der Millerverstärkung) erheblich sein kann. Der vornehmste Effekt der Kaskode, die Rückwirkung auf den Steuerkreis durch Verhinderung der Milleraufladung - also Rückwirkungskapazität multipliziert mit der Verstärkung C,CB * Vu der Emitterschaltung - auf den Wert C,CB zu reduzieren, kann sich hier nicht vorteilhaft entfalten, zufolge der eher geringen V,GS der Schaltung oder ganz allgemein: der vorherrschenden Bedingungen bei Audioleistungsverstärkern. Außerdem sackt die Gesamtverstärkung der Kaskode Vu2 (~ 1+RC/RE) bei kapazitiver Belastung der Kollektorlast schnell ab, was hier am Hochimpedanzpunkt zutrifft.

Warum also nicht Vu1 = 1+RC/RE der "reinen" Emitterschaltung (V15) bis zu hohen Frequenzen erzwingen, indem die Millerkapazität "brachial" durch eine strompotente Kollektorschaltung (V11) umgeladen wird (der "Miller-Killer")?
Nun, so deftig muß der Ladesstrom der treibenden Kollektorschaltung nicht einmal sein, da zum Einen V,GS niedrig liegt und zum Anderen C,CB bei Videotransistoren einen sehr geringen Wert hat.

Die treibende Kollektorschaltung (V11) ist ein echtes Schätzchen: Sie pumpt also mit höchster Bandbreite und hoch liegender Eckfrequenz (auch hier wieder zufolge Vu~1) bzw. niedriger Ausgangsimpedanz den erforderlichen Strom in C,CB der Emitterschaltung (V15), und realisiert mit ihrer hohen Eingangsimpedanz, die deutlich höher ist, als bei der Emitterschaltung bzw. bei der Emitterschaltung in der Kaskode, eine 1a-Entkopplung zwischen dem Kollektorkreis des Differenzverstärkers und der Hochimpedanzverstärkerstufe. Damit bleibt die hohe und lineare Verstärkung des Differenzverstärkers und seiner aktiven (Stromspiegel-) Kollektorlast erhalten, was bei dem Kaskodekonzept nicht zutrifft.

R10 reduziert die Verlustleistung von V11 (darüber freut sich das Schätzchen) und sorgt gleichzeitig dafür, daß C3 an diesem Punkt komplex durch einen Spannungsabfall an R10 eine dominante Polstelle zur Frequenzgangkorrektur erzeugen kann. Es handelt sich nicht um ein übliches Polsplitting, da die Polstelle von V11 bereits maximal hoch liegt. Diese Art der Frequenzgangkorrektur erzeugt im Bodediagramm einen bis zu ft schön gleichmäßig abfallenden Dominanzpol 1. Ordnung, alle weiteren Polstellen liegen deutlich höher, was die relativ große Bandbreite (1.63MHz) bzw. Phasenspielraum (180 Grad - 58 Grad = 122 Grad) erklärt.

Und wozu das Ganze?
Ich sehe die gesteigerte Performance in einem absolut lastunabhängigen und sicheren Betrieb, gewonnener Freiheit individueller Anpassung des AMP an eigene Wünsche, ohne Klangeinbußen/Veränderungen befürchten zu müssen, wenn man an der Schaltung herumdreht (die Spannungsverstärkung kann ohne Weiteres erhöht und die Dynamik/Spitzenleistung noch ausgebaut werden).

[Beitrag von ehemals_ah am 26. Mrz 2005, 17:50 bearbeitet]

ukw
Inventar

#2 erstellt: 28. Apr 2005, 11:42

wer hat diese Endstufe inzwischen schon einmal gebaut und dann die Simu mit der Realität verglichen?

Harry-Hammer01
Schaut ab und zu mal vorbei

#3 erstellt: 23. Jan 2006, 03:05

ich habe mal ne frage ist das eine mono endstufe oder eine 2 kanal enstufe möchte sie nämlich von nem kumpel nachbauen lasse und selbstgebaute pa boxen damit betreiben

Ultraschall
Inventar

#4 erstellt: 10. Apr 2006, 21:07

Da keiner sich erbarmt will ich hier mal antworten,
wenn Du eine Endstufe in ein Gehäuse baust, ist das eine Monoendstufe.
Dann brauchst Du zwei davon, um Stereo hören zu können. Nachteil, der Gehäusebauaufwand ist größer.
Vorteil man kann die Endstufen direkt bei den Boxen plazieren und kommt mit ca. 50 cm Lautsprecherkabel aus. Das tut den Klang richtig gut. Viele Freaks arbeiten/hören deshalb mit Monoendstufen.

Baust Du zwei der Endstufen in ein Gehäuse hast Du einen normalen Stereoendverstärker, mit entsprechend langen Lautsprecherkabeln.

Aber kleiner Tip, die Endstufen sind nichts für einen Anfänger, man sollte schon etwas mehr bis viel Erfahrung haben, selbst Zucker hat sich etwas stärker anstrengen müssen. Ich hoffe also Dein Kumpel hat viel Erfahrung.
Aber klanglich lohnt es sich, erste Sahne, entschädigt einen reichlich für alle Mühen.

Grüße

duex
Schaut ab und zu mal vorbei

#5 erstellt: 18. Sep 2008, 19:36

Guten Abend

Ich möchte diese Endstufe sehr gerne nachbauen, jedoch habe ich Probleme, die Bauteile zu finden. Sind es veraltete Bauteile oder suche ich im falschen Shop? Ich hoffe ihr könnt mir helfen.

Gruss
duex

rille2
Inventar

#6 erstellt: 07. Okt 2008, 11:32

versuch es mal bei

Gerwert, da bekommt man auch sonst schwer zu bekommende Japan-Halbleiter.

*gecco*
Stammgast

#7 erstellt: 30. Apr 2009, 12:42

Ultraschall schrieb:

Vorteil man kann die Endstufen direkt bei den Boxen plazieren und kommt mit ca. 50 cm Lautsprecherkabel aus. Das tut den Klang richtig gut. Viele Freaks arbeiten/hören deshalb mit Monoendstufen.

Und wie schliesse ich dann die Vorstufe an die Endstufen an?
Klar per Chinchkabel, aber muss ich dann auf der Strecke (ca 2,5m zu jeder Seite bzw Endstufen-Box-Kombi) etwas was das Chinchkabel betrifft beachten?

Einfaches NF-Chinchkabel (geschirmt) sollte dich reichen oder?

Ultraschall
Inventar

#8 erstellt: 06. Mai 2009, 22:35

Sollte erst mal reichen. Kannst ja dann mal wenn Du Dich eingehört hast, nach einigen Tagen/Wochen andere Cinchkabel testen.

Schon mal was von laufrichtungsorientierten Cinchkabeln gehört? (zwei Leiter plus Abschirmung, Abschirmung einseitig auf Masse (Senderseitig), ein Leiter fürs Signal, einer für Masse)

Am besten und am Klang- und Störunkritischsten empfinde ich aber symmetrische Leitungen, dafür benötigst Du aber eine Vorstufe mit symmetrischen Ausgängen.

*gecco*
Stammgast

#9 erstellt: 07. Mai 2009, 20:38

Ultraschall schrieb:

Schon mal was von laufrichtungsorientierten Cinchkabeln gehört? (zwei Leiter plus Abschirmung, Abschirmung einseitig auf Masse (Senderseitig), ein Leiter fürs Signal, einer für Masse)

Werde ich auf alle Fälle mal testen, "Laufrichtungsorientiert" finde ich nur nen ziemlich beschränkten Namen... Kabel haben alle Funktionen (Kapazitive, Induktive, Resistive aber mit Sicherheit haben sie keine Diodenfunktion (Laufrichtungsabhängig)

Die Schirmung nur auf eine Seite zu legen, finde ich unnütz, dann braucht man sie garnicht auflegen, Metallgeflecht oder Folie funktionieren auch ohne Polung

Die Masse nur auf eine Seite zu legen (galvanische Trennung) KANN sinn machen, aber nur, wenn man in unterschiedlichen Stromkreisen (Phasentrennung) hantiert ;-) (Zumindest in der Netzwerktechnik so)

[Beitrag von *gecco* am 07. Mai 2009, 20:40 bearbeitet]

JEM
Ist häufiger hier

#10 erstellt: 09. Mai 2009, 21:11

*gecco* schrieb:

Einfaches NF-Chinchkabel (geschirmt) sollte dich reichen oder?

Das reicht dicke

Ultraschall
Inventar

#11 erstellt: 21. Mai 2009, 15:16

@: gecco
Das dachte ich auch mal, bis ich mich eines besseren belehren lassen mußte (Buch: EMV gerechtes Gerätedesign von Durcanzky)

Mach doch einfach die Hörprobe, es kostet nur etwas Zeit.

Grüße

*gecco*
Stammgast

#12 erstellt: 21. Mai 2009, 23:02

Ultraschall schrieb:

Nicht nur, dass es KEINERLEI physikalische Gesetzmäßigkeiten gibt die einer solchen Maßnahme Berechtigung verleiht.
Das beziehe ich auf vorrangig Digitalkabel, beziehe es aber zum Teil auch gerne auf Lautsprecher- und andere Analogsignalkabel.
Ich habe auch schon an sog. Blindtests teilgenommen, wo einige "Goldohren" ihre 10000Euro Anlagen nicht von 500Euro Anlagen auseinanderhalten konnten, geschweige denn ein 1,50Euro/m Lautsprecherkabel von einem 1000Euro/m Kabel unterscheiden konnten ;-)

EMV-gerechtes Kabel und auch Gerätedesign macht Sinn, habe ich nicht anders geschrieben!
Störgrößen gibt es IMMER, aber ob dafür EINSEITIG aufgelegter Schirm sinnvoll oder garnicht aufgelegter Schirm macht da keinen Unterschied!!

[Beitrag von *gecco* am 21. Mai 2009, 23:08 bearbeitet]

Ultraschall
Inventar

#13 erstellt: 06. Jun 2009, 21:14

Sorry, Lars aber dann hast Du schlichtweg keine Ahnung von der Materie. Oder überbewertest Deine Anfängerkenntnisse total.
Ein gar nicht aufgelegter Schirm-oh Gott.

*gecco*
Stammgast

#14 erstellt: 08. Jun 2009, 18:11

Ultraschall schrieb:

Sorry, Lars aber dann hast Du schlichtweg keine Ahnung von der Materie. Oder überbewertest Deine Anfängerkenntnisse total.
Ein gar nicht aufgelegter Schirm-oh Gott. :D

Dann erklär mir, welchen (elektrotechnischen) Sinn ein EINSEITIG AUGELEGTER Schrim zu einem überhaupt nicht aufgelegten Schirm mach????

Verwechselst DU hier vielleicht Schirm und Masse????

[Beitrag von *gecco* am 08. Jun 2009, 18:11 bearbeitet]

ZeeeM
Inventar

#15 erstellt: 08. Jun 2009, 19:40

*gecco* schrieb:

Ultraschall schrieb:

Sorry, Lars aber dann hast Du schlichtweg keine Ahnung von der Materie. Oder überbewertest Deine Anfängerkenntnisse total.
Ein gar nicht aufgelegter Schirm-oh Gott. :D

Dann erklär mir, welchen (elektrotechnischen) Sinn ein EINSEITIG AUGELEGTER Schrim zu einem überhaupt nicht aufgelegten Schirm mach????

Verwechselst DU hier vielleicht Schirm und Masse????

Zwischen Signalleitung und nicht aufgelegten Schirm können keine Wechselströme fliessen. Zwischen Signalleitung und aufgelegtem Schirm aber schon.

Ultraschall
Inventar

#16 erstellt: 07. Aug 2009, 23:40

Sorry, mache noch einfach noch ein paar Jahre in Elektronik......dann wirst Du noch mehr verstehen.
Ist jetzt nicht böse gemeint. (Auch ich lerne immer noch dazu.)

Das Problem ist das ein nicht aufgelegter Schirm als Antenne wirkt( frei floatet) und das die in ihn eingekoppelten Potentiale dann sehr wohl über die Schirm/Ader Kapazität in die Signalleitung einkoppeln.
Liegt der Schirm an Masse wird diese Möglichkeit Potential aufzubauen mehr oder weniger perfekt unterbunden. (Eben je nach Güte der Schirmung, Ableitwiderstand/Impendaz nach Masse.)

Hoffe das ist einleuchtend. Ein frei floatender Schirm hat eben keine Null Volt wie Du vermutest.

ZeeeM
Inventar

#17 erstellt: 08. Aug 2009, 06:32

Ultraschall schrieb:

Ist schon einleuchtend. Leiter im EM-Feld.
Stellt sich die Frage unter welchen Randbedingungen welcher Effekt auftritt. Der ist ja vom umgebenen EM-Feld nicht unabhängig. Ein 50cm Stab ist bei 50Hz eine recht schlechte Antenne und das was er vieleicht noch mitbekommt dürfte so gering sein, das es über das bischen Kapazitaet auch nicht weiterkommt. Da sehe ich das Audiosignal eher induktiv gefährdet. Was den ganzen anderen E-Smog anbelangt sieht es wohl anders aus.

silvermach
Ist häufiger hier

#18 erstellt: 27. Nov 2013, 22:18

Hallo,
könnte es sein das THD gesamt in % wird wie folgt berechnet.
k2%+k3% anzahl n / anzahlt n
Das heist,

0,0028%+0,0027%/ anzahl, in diesen Fall 2 = 0,00275 % und nicht 0,001% THD ges.
Meinte das in Rhode Schwarz im Handbuch gelesen zu haben.!!

Mos Amp.
Gruss Silvermach.

-scope-
Hat sich gelöscht

#19 erstellt: 27. Nov 2013, 23:19

THD(%) = SQRT[(U2^2+ U3^2 + U4^2 + ... + Un^2)] / U1

U1=Fundamentale
U2...UN = Harmonische

silvermach
Ist häufiger hier

#20 erstellt: 28. Nov 2013, 12:54

Hallo Scope
bezieht sich die Formel die Du angegeben hast auf Spannung und nicht auf Prozent.

In dem Bildchen sind aber keine Spannungswerte sondern der THD in % angegeben.
Jedenfalls bei einem THD von 0,0027 und 0,0028 kann nicht 0,001 THD gesamt rauskommen.

Gruss silvermach.

-scope-
Hat sich gelöscht

#21 erstellt: 28. Nov 2013, 18:12

bezieht sich die Formel die Du angegeben hast auf Spannung und nicht auf Prozent.

Du rechnest die von dir bereits errechneten Prozentzahlen einfach wieder in Spannungswerte um. Die abgebildete Simulation ist ja ohnehin in Spannungsangaben skaliert.
Dass die aufgebaute Endstufe in der Realität ähnliche Werte hinlegt ist übrigens eher unwahrscheinlich. Mess doch einfach mal nach, dann weisst du es ziemlich genau.

THD von 0,0027 und 0,0028 kann nicht 0,001 THD gesamt rauskommen.

Hast du das denn errechnet?

?? Ein "THD" zuviel.

silvermach
Ist häufiger hier

#22 erstellt: 28. Nov 2013, 23:43

Meine Antwort:

1% =0,01 V oder -40db

das heisst dividiere den Wert in% durch 100 und Du erhälst das Ergebnis ist in Volt.

senpielaudio
Nach Jürgen Ulte lassen sich Summenklirrfaktor nach folgender Formel berechnen.
K.ges=k1hoch 2 +k2hoch2 davon die Wurzel.
das heisst in deinem fall. THD = 0,0038%

Gruss Silvermach

-scope-
Hat sich gelöscht

#23 erstellt: 29. Nov 2013, 00:42

Welche Spannung der Fundamentalen hast du eigentlich als Berechnungsgrundlage für deine Prozentsätze verwendet?

silvermach
Ist häufiger hier

#24 erstellt: 29. Nov 2013, 12:34

Stimmt ich habe auch ein Fehler gemacht.
Genau die Tabelle vom Senpiel bezieht sich auf 0 db.

Wenn allerdings in Prozent gerechnet wird ist in der Prozentzahl schon der Bezug zur Grösse enthalten es ist ja ein Verhältniss.
Die Prozentzahlen standen ja in Deinem Bildchen.

mos

Also k2 0,0027% und k3 0,0028% macht nach Deiner Angabe 0,001%
Weiterhin ist die Grundwelle in Vs also müssen die Prozentzahlen auch auf das Verhältnuss in Vs sein.
Merkwürdig normalerweise werden Veff genommen.
Ansonsten siehe Seite 69.

Daas32 Maunal.

-scope-
Hat sich gelöscht

#25 erstellt: 29. Nov 2013, 18:22

Die Prozentzahlen standen ja in Deinem Bildchen.

Aber.....Ich habe garkein Bild verlinkt.

Also k2 0,0027% und k3 0,0028% macht nach Deiner Angabe 0,001%

Welche "Angabe" ??

Du schriebst:

0,0028%+0,0027%/ anzahl, in diesen Fall 2 = 0,00275 % und nicht 0,001% THD ges.

bevor ich in diesem Thread überhaupt etwas geschrieben habe.

Ich kann deinen Ausführungen nicht folgen....

Weiterhin ist die Grundwelle in Vs also müssen die Prozentzahlen auch auf das Verhältnuss in Vs sein.
Merkwürdig normalerweise werden Veff genommen.

Kann es sein, dass du hier irgendwelche "Personen" verwechselst? Ich habe die von -die- verlinkte Simulation nicht eingestellt und ich habe sie auch nicht durchgeführt....

Bitte schau doch mal, WER hier was schreibt oder geschrieben hat.

silvermach
Ist häufiger hier

#26 erstellt: 29. Nov 2013, 18:39

schön da ist was durcheinander gekommen da hab ich dich verwechselt.
der user war gegentakt.

2. Slewrate:

MOS-AMP 2 Mod1Spice
(+)SR = 77V/us

MOS-AMP Mod3Spice
(+)SR = 145V/us

3. HD (Harmonic Distortion):

das meinte ich.trotzdem sehr merwürdig

MOS-AMP 2 Mod1Spice
THD (Total Harmonic Distortion) = 0.001%

MOS-AMP Mod3Spice
THD (Total Harmonic Distortion) = 0.0008%