6C33C Endstufe mit starker Vorstufe

In dem Thema "25 Watt mit der 6C33C" kannst du nachlesen, worauf es bei dem Treiber ankommt.

Wichtig ist, dass du dich entscheidest, wieviel Leistung du brauchst. Darauf muss dann der Treiber abgestimmt werden. Die 6C33C kann alles bis 25 Watt.

Gruß
sb

Ja also Leistungsmässig bin ich da nicht soo Anspruchsvoll. Die 20W mit 3 Prozent aus deinem Versuchsaufbau sind voll akzeptabel, zumal ich die 20W eher nicht / nur selten beanspruchen würde. Aber das ich dann beide Röhren exakt einstellen muss ist unschön denn durch den Drift mit der Zeit wird das einstellen immer wieder mal nötig sein und mit der Zeit natürlich auch immer unmöglicher. Bis dann ein Tausch angezeigt ist und damit wieder eine erneute Einstellung. Dazu fehlt mir einfach die nötige Ausrüstung um das so exakt wie bei dir zu machen.

Es sei denn ich könnte zumindest das mittels eingebauter Voltmeter- und Amperemeteranzeigen erledigen, idealerweise. Das kann ich mir vorstellen.

Die Erfahrung zeigt, dass in durchschnittlichen Wohnzimmer selten mehr als 3 Watt gefordert sind. 5 Watt (also 2 x 2,5 Watt) braucht man, um ein Klavier in Originallautstärke darzustellen. Das schwankt etwas, je nach Wirkungsgrad der Lautsprecher. Und was ein tatsächliches Klavier im Verhältnis zu den Nachbarn bewirkt, ist hinlänglich bekannt. Es ist daher ratsam, einen solchen Verstärker auf maximal 10 Watt hin zu projektieren - es sei denn, man hat besondere Umstände.

Die 6C33C kann man mit einem Kathodenwiderstand automatisch einpegeln. Das ist dann völlig wartungsfrei. Die Treiberstufe in der Ruhestromeinstellung variabel zu machen, bringt in Bezug auf den Klirrfaktor Vorteile.

Du brauchst auf jeden Fall ein Voltmeter und einen Tongenerator. Viele Prüfungs- und Einstellarbeiten kann man mit PC-Programmen machen.

Zunächst solltest du aber mal das Internet nach Schaltungen zur 6C33C durchforsten. Du wirst sehen, dass nahezu 100 Schaltungsbeispiele zu finden sind. Unterschiede beschränken sich meist auf die Gestaltung der Treibereinheit und den dafür notwendigen Spannungen.

Gruß
sb

battlecore (Beitrag #1) schrieb:

So eine Drossel scheint nicht dramatisch zu sein, wenn ich das richtig verstanden habe hat er dafür ein Vorschaltgerät benutzt das eine Drossel hat bzw. eine aus nem Vorschaltgerät?

Eine Drossel hat nicht nur eine Induktivität, sondern auch noch einen Wirkwiderstand und eine Kapazität (der Windungen untereinander). Weiterhin bedarf sie, wenn gleichstrombelastet, eines Luftspaltes. Hier kannst Du mal schauen.


MfG
DB

selbstbauen,
auf 10W hinauszugehen ist das eine, aber dann lastet man auch eher das Konzept aus was dann ja auch wieder zu schlechteren Ergebnissen nahe dieser Grenze führt. Deswegen denk ich mir das ein wenig Resrve besser, lieber haben und nicht brauchen, als brauchen und nicht haben. Sozusagen.
Gut, das automatische einpegeln ist super, variable Ruhestromeinstellung sowieso. Das geht ja mittels anzeigen am Gehäuse schon recht gut um das zu überprüfen. Tongenerator habe ich nicht, da könnte aber sicher auch eine angefertige CD mit Sinussignalen reichen? Oder per Notebook die Signale ausgeben. Was nur nicht ganz sauber rauskommen wird.

Habe mir schon eingie Schaltungen angeschaut, aber bei der Mehrheit fehlen halt einfach Beschreibungen die den Sinn erklären. Da fehlt mir dann die nötige Kompetenz um zu sagen das diese oder jene Schaltung in irgendeiner form besser oder schlechter sein könnte.

DB,
Klar sind Kapazitäten durch die übereinander gewickelten Lagen zu erwarten, diese angabe und den Widerstand der wicklung bekommt man aber in Datenblättern. Jedenfalls bei den besseren Herstellern. Das wäre jetzt noch nicht das Problem.
Danke für den Link, hab mich wirklich dumm und dusslig gesucht nach Drosseln aber das sind schier undurchdringliche Mengen die es da gibt. Ich seh in dem Link das die auch garnicht so teuer sind, hatte da schon fast mit dreistelligen Summen gerechnet.

Lass das mit den Drosseln. Du brauchst zur Ansteuerung der 6C mindestens 100 V - eher 150 V - Signalspannung. Bei meinen Versuchen mit Drosseln habe ich zwar die 100V zusammen bekommen, aber keinen geraden Frequenzverlauf. Dazu müsstest du dann einen klaren Hersteller haben und ein funktionierendes Gerät, bei dem diese Drossel auch wirklich funktioniert. Eine Angabe "65H" ist zur Auswahl zu wenig.

Ein Anodenwiderstand geht auch - ein so großer Klangunterschied ist es nicht.

Gruß
sb

Hallo,

Also SB, da muss ich doch entschieden widersprechen .
Die von DB verlinkten Anodendrosseln sind allererste Wahl! Ich habe mehrere Verstärker damit aufgebaut und kann diesen Teilen allerbeste Qualität und Funktion nachsagen.
Entscheidend für eine gute Funktion der Anodendrossel ist, dass sie eine möglichst große Induktivität haben muss. 65H reichen da nicht wirklich...280H gehen schon weit besser, aber richtig gut wird sowas mit 600H (und möglichst noch mehr), einhergehend mit geringen parasitären Kapazitäten und geringer Streuinduktivität. Wichtig ist weiterhin, dass ein richtig dimensionierter Luftspalt vorhanden sein muss, um den Kern nicht mit Gleichstrombelastung in die Sättigung zu treiben. Und dabei muss diese Gleichstrombelastung <= der Herstellerangabe sein.
Wenn diese Randbedingungen erfüllt werden, dann ist so eine Anodendrossel etwas wirklich Feines.
Gegenüber einem Anodenwiderstand kann man fast die doppelte Spannungsverstärkung erreichen. Auch der Klirr ist meist geringer gegenüber der RC-Koppelung, vor allem dann, wenn man nicht wirklich den gesamten Spannungshub benötigt...dann sehen RC-Koppelungen im Vergleich recht "alt aus".
Von unlinearen Frequenzgängen kann ich auch nicht berichten...da sind 20Hz/-0.2dB und 20kHz /-1dB mit zu erreichen, wovon ein nicht unerheblicher Teil davon vom AÜ erzeugt wird...das Alles ohne globale Gegenkoppelung.
Noch ein Vorteil, man kann mit wesentlich weniger Betriebsspannung der Vorstufe auskommen (was ja gerade zu der relativ geringen Betriebsspannung einer 6C33C passt!), da mit einer Anodendrossel Spannungshübe von fast 2 x Ub erzeugt werden können.
Der einzige nenneswerte Nachtel ist der etwas erhöhte Phasenfehler im Bass-Bereich...da liegt die RC-Koppelung mit 0,..° vor der Anodendrossel mit regelmäßig 2-3° bei 20Hz. Bei Verwendung von Interstage-Übertragern (1:2 oder noch schlimmer 1:4) sind übrigens Phasenfehler von 20° und mehr an der Tagesordnung...sowas gilt es doch wohl zu vermeiden.
ECC99 oder ECC88 mit so'ner schicken Reinhöfer-Anodendrossel...(die man dann mit einem richtig dimensionierten Widerstand brückt, um die gewisse Portion K2 zu erzeugen, um den K2 der Endstufe etwas zu lindern) wäre meine eindutige Empfehlung, um so einen 6C33C "aufzuziehen".

Gruß, Matthias

selbstbauen (Beitrag #7) schrieb:

Lass das mit den Drosseln. Du brauchst zur Ansteuerung der 6C mindestens 100 V - eher 150 V - Signalspannung. Bei meinen Versuchen mit Drosseln habe ich zwar die 100V zusammen bekommen, aber keinen geraden Frequenzverlauf.

... was aber andere Ursachen hat.


DB

Wenn man entsprechende Messgeräte zur Verfügung hat, eine Auswahl von passenden Röhren, und noch etwas mehr, dann passt so eine Anodendrossel schon. Aber für einen Anfänger? Es kann immer noch eine Entwicklung geben, wenn der Kern erst mal steht.

Wenn man aber eine geprüfte Schaltung hat, die entsprechend dokumentiert ist (Hersteller, Daten), dann nur zu. Hier aber wird ein Verstärker erläutert, der bei 6 Watt 7 % Klirr beisteuert. Da würde ich nicht auf die beschriebene Drossel setzen. Bei einem Aufbau mit der ECL82 sind es bei 9 Watt gerade 1 %.

Gruß
sb

Hallo,

wenn durch Vorwärtskompensation k2 eliminiert werden kann, gibt es auch Möglichkeiten, k3 zu unterdrücken?

Grüße, Thomas

GüntherGünther (Beitrag #11) schrieb:

wenn durch Vorwärtskompensation k2 eliminiert werden kann, gibt es auch Möglichkeiten, k3 zu unterdrücken?

K3 minimieren ja - kompensieren eher nicht.

Wenn ich das Diagramm aus dem Beitrag mit der ECC99 richtig deute, dann haben wir es fast vollständig mit K2 zu tun:



Vom Höreindruck - vor und nach einer geringen GK - kann ich das auch bestätigen.

Das wäre zumindest ein Indiz, dass eine Kompensation erfolgversprechend aussieht.

Es sei noch darauf hingewiesen, dass eine Drei-Röhren-Lösung die absolute Phase invertiert. Zumindest wenn man einen Übertrager nimmt, bei dem der Hersteller aufgrund seiner Wickellogik die Anschlüsse genau vorgibt. Bei meinem (Welter) ist das so. Ein Umpolen der Primärwicklung quittiert die Endstufe mit einer wilden Schwingung - warum auch immer, ich bin dem nicht auf den Grund gegangen. Ein Umpolen der Sekundärwicklung geht klaglos, vernichtet aber die Zuordnung zu 4 bzw. 8 Ohm. Es geht dann nur noch die 8-Ohm-Variante.

Gruß
sb

Hallo selbstbauen,

Ist doch klar, wenn Du nur die Primärwicklung umpolst und Du hast an der Sekundärwicklung eine GK angeschlossen, dann schwingt die Sache jetzt. Aus der ursprünglichen GK ist nun eine Mitkopplung geworden! Du musst in diesem Fall zusätzlich auch noch die Sekundärseite umpolen.

Gruß

Hallo zusammen

SB interesanntes Thema gefällt mir auch.
Wäre es aber nicht besser die Anodenverlustleistung auf max.45Watt zu machen.Bei 60Watt soll sich die Lebensdauer drastisch verkürzen.
Auch wenn der Klirr bei anderen Arbeitspunkteinstellungen grösser wird,an Hörnern mit 96db/2.83V/1m ist 1-2Watt schon deftiger Kanonenschlag.Das mit dem höheren K2 Klirr sehe ich nicht so tragisch,weils ja auch gut klingt.
Meine Arbeitspunkteinstellung ist 230V Anodensp. und bescheidene 160mA ,habe aber keine Ahnung wie gross der Klirr ist,auf jedenfall waren bei 1 Watt pos. und negative Amplitude aufn Oszzi etwa gleich gross was demnach kleinem Klirr entspricht.Vielleicht sind pos und neg Amplitude bei 5 Watt schon nicht mehr identisch ,habe das aber nicht gemessen.Du hast ja diese Klirrfaktormessgerät und kannst am Oszzi dann auch die Amplitudenveränderung sehen=grösser Klirr.

Wenn mann jetzt schwache Boxen mit 85-90db betreibt würden 5-10 Watt Ausgangsleistung bestimmt reichen.
Du hattest glaubich Elektrostaten ,ich glaube die haben nur 80db Wirkungsgrad und brauchen gute 5-10 Watt ??

trozdem interessante Beitrage von dir...

Gruss Chris

Hallo Sidi,

nö! Nach Anschlusslogik des Herstellers führt bei einer 3-Röhren-Schaltung die Rückkopplung zur ersten Stufe zur Mitkopplung. Also muss man gegen die Anschlusslogik umpolen. Zwei Möglichkeiten: Die Primärseite oder die Sekundärseite. Bei der Primärseite enstehen Störungen - wie beschrieben. Die Sekundärseite umpolen heißt, dass man die Reihung 0 - 4 Ohm - 8 Ohm umdrehen muss.

Gruß
sb

Hallo Chris,

meine Rede! Ich plädiere für eine schaltbare Lösung. Im Normalfall reichen 5 Watt. Dann eine Schalterstellung "Party" mit 15 bis 20 Watt, weil an dieser Betriebsweise wird man nicht lange Freude haben. Das geht auf Lebensdauer.

200 V und 200 mA halte ich bei 600-Ohm-Übertrager für einen guten Wert in der Schalterstellung "Zimmerlautstärke".

Da der Klirr im Wesentlichen K2 ist, klingt es bei Rockmusik - insbesonder späte 60'er, frühe 70'er - richtig geil. Richtig, ich betreibe damit Elektrostaten. Allerdings in aktiver Ansteuerung, also 2 Verstärker pro Kanal und komme mit 3 Watt je Endstufe zu ohrenbetäubenden Lautstärken.

Gruß
sb

Sidolf müsste doch Recht haben,wenn dann eine Mittkopplung entsteht,einfach Lautsprecheranschlüsse sekundärseitig + 8 und - 0 vertauschen/umpolen.Hmm.....

selbstbauen (Beitrag #16) schrieb:

Hallo Sidi, nö! Nach Anschlusslogik des Herstellers führt bei einer 3-Röhren-Schaltung die Rückkopplung zur ersten Stufe zur Mitkopplung. Also muss man gegen die Anschlusslogik umpolen. Zwei Möglichkeiten: Die Primärseite oder die Sekundärseite. Bei der Primärseite enstehen Störungen - wie beschrieben. Die Sekundärseite umpolen heißt, dass man die Reihung 0 - 4 Ohm - 8 Ohm umdrehen muss. Gruß sb

Hallo,

diese Logik ist mir ganz und gar nicht klar. Wir reden doch von einer SE-Schaltung ohne G2-Anzapfung am AÜ, oder? Was passiert also, wenn Du die Primärseite umpolst, die Phase auf der Sekundärseite ändert sich doch auch. Das hat doch nichts damit zu tun, ober der Verstärker jetzt 2-, 3- oder 4-Stufig ist. Was vor der Umpolung eine GK war, wird jetzt zur Mitkopplung.

Wenn die Primärseite eine G2-Anzapfung hat, dann sieht die Sache schon anders aus, hier kann man nicht einfach "primär Umpolen" das würde die GK über das Schirmgitter meist stark verändern, sofern die G2-Anzapfung nicht bei 50% ist und das ist sehr selten der Fall! Hat man jetzt Sekundärseitig auch noch 0-4-8 Ohm dann wird es kompliziert, da der 4-Ohmausgang elektrisch nicht die Mitte der 8-Ohm Wicklung ist! Sekundäranzapfungen sind immer problematisch, in der Regel tut es ein einziger 5/6 oder 8 Ohm Ausgang.

Bei einem SE-AÜ mit einer G2-Anzapfung und Anzapfungen auf der sekundären Seite ist es immer besser den sekundären Anschluss zu tauschen, nur musst man jetzt darauf achten wo der 0-Volt-Bezug angeschlossen wird, entweder an der 8 Ohm-Anzapfung oder dem 0-Ohm Anschluss, dann bleiben auch die Impedanzen zwischen 0-4-8 Ohm erhalten wie sie vorgesehen sind. Ein oft gemachter Fehler beim Selbstbau.

In Deinem Beispiel würde ich auch nicht auf die SRPP gegenkoppeln, sondern an die Katode der Treiberröhre. Deine SRPP-Vorstufe produziert, sofern optimal eingestellt, eh keinen Klirr.

Gruß

Jetzt bin ich noch mehr verwirrt,ob ich die 4 ohm oder 8 Ohm wicklung als gegenkopplung nehme müsste doch beides funktionieren,wenn die 4 und 8 Ohm wicklungen im AÜ miteinander intern verbunden sind ?

Malt euch mal diese zwei Spulen verbunden auf ein Blatt Papier die 4 ohm wicklung bleibt immer in der Mitte,ich glaube mann sollte sie doch nicht alls gegenkopplungzweig nehmen ?

ich habs glaube verstanden,,,wenn ich 0 und 8 Ohm anschluss verpole ,verpolt sich der 4 Ohm anschluss auch /also umpolung der Phase ,wohl nur wenn der ÄU so gebaut ist das die beiden 4 und 8 Ohm Wicklungen in Rheie geschaltet sind.

verwirrende grüsse

Chris

chris2178 (Beitrag #20) schrieb:

Malt euch mal diese zwei Spulen verbunden auf ein Blatt Papier die 4 ohm wicklung bleibt immer in der Mitte,ich glaube mann sollte sie doch nicht alls gegenkopplungzweig nehmen ?

Hallo Chris,

es in der Tat verwirrend, aber die 4-Ohm-Anzapfung ist elektrisch (Impedanzmäßig) eben nicht in der "Mitte" zwischen 0- und dem 8-Ohm Anschluss. Zwischen dem 0- und dem 4-Ohm Anschluss ist die Impedanz höher als zwischen dem 4-Ohm und den 8-Ohm Anschluss.

Herbert hilf mal bitte, Du kannst es wesentlich besser erklären als ich. Da habe ich so meine Defizite um solche Sachverhalte allgemein verständlich rüber zu bringen. Sorry!

Beste Grüße

Um wieder auf meine besagte ECC99/6C33C zurückzukommen,

wie ist denn so die allgemeine Meinung zu dem Verstärker mit den ECC99?
Mein Eindruck aus euren Reaktionen und aus dem was ich auf der Seite dort gelesen habe ist so das es ein gutes Konzept ist das noch etwas optimiert werden kann. Sehe ich das so richtig ja?

Die Sache mit dem Klirr, sodenn es Harmonischer ist, ist jetzt nicht soo wichtig. Da ich Anhänger der Stromgitarre bin kann es ruhig etwas klirren. Da ich aber auch Dynaudios als Lautsprecher habe die natürlich nicht so fetzen wie Hörner meinetwegen, darf der Verstärker sowieso Klangmässig "Attacke" machen.

selbstbauen,
das "rotzfreche" fiel mir sofort auf als du mit der GK experimentiert hast. Rotzfrech ist für eine Röhre schonmal gut, für mich eigentlich sogar ein Merkmal einer guten Röhre. Gehörmässig mein ich. So sollte es sein.

Da ließe sich ja mit der GK bei dem ECC99er Verstärker ja auch mal experimentieren um mal zu sehen ob ich diese Unterschiede klanglich auch nachvollziehen kann. Verschiedene Vorschläge und Daten zu den GK-Methoden des Verstärkers sind ja auf der Seite dort dokumentiert.

selbstbauen sprach ja schon an die ECC99 durch 88 zu ersetzen in Verbindung mit dem R10 unter 200k.
Hinsichtlich des Übertragers hast du ja einen 600 Ohm angesprochen, der Übertrager der dort verwendet wird scheint mir angefertigt zu sein, zumindest hab ich da Wickeldaten gesehen, also kann am fehlen eines passenden Übertragers doch nicht gelegen haben das der Verstärker mit 140mA durch den Übertrager läuft?

Aber gut, kann man ja alles mal probieren und durchdenken.

Was genau würdet ihr sonst vorschlagen an der Schaltung zu optimieren / verändern?

Ich versuche den Mann dieses Verstärkers mal per mail zu erreichen um mal nach den Änderungen / Optimierungen zu fragen die dort auf der Seite mal angesprochen wurden.

Du könntest sogar einen AÜ Ra von 300Ohm nehmen oder 1,2 KOhm letzere hast dann weniger Klirr und weniger Leistung.600 Ohm ist wohl die goldenne Mitte.
Bei mir werkelt ein 102A Kern,ob bei Ruheströmen bis 300mA da noch volle 20-25 Watt rausholen kannst,habs nicht probiert.
Ansonsten 102B Kerne oder grösser die haben mehr Reserven weil durch die Gleichstromvormagnetiesierung also grösserer Ruhestrom der Kern in Sättigung kommen kann.

@Sidolf bin mir da auch unsicher,ich denke es wird so sein das sich an 4 Ohm die Phase genau wie bei 8 Ohm verhält,wenn die Spulen in Rheie liegen.

dasselbe wohl bei zwei getrennten parallelen Spulen im Trafokern.

Ich würde die 6c33c mit max45W betreiben die schöne Russin wirds dir mit Lebensdauer danken

Gruss Chris

Hallo,

ich bin etwas verwirrt.
Einige Quellen berichten, dass die Lebensdauer einer Röhre mit steigender Anodenverlustleistung sinkt.
Richis Lehre (die ich sehr schätze) zufolge ist der Kathodenstrom relevanter für die Lebensdauer, als die Anodenverlustleistung.

Was ist denn nun richtig?

Grüße, Thomas

chris2178 (Beitrag #23) schrieb:

@Sidolf bin mir da auch unsicher,ich denke es wird so sein das sich an 4 Ohm die Phase genau wie bei 8 Ohm verhält,wenn die Spulen in Rheie liegen. dasselbe wohl bei zwei getrennten parallelen Spulen im Trafokern.

Hallo Chris,

natürlich ist die Phase an 0-4-8 Ohm immer die gleiche. Die Spulen liegen im gleichen Wicklungssinn seriell auf dem AÜ.

Ich versuche es mal anders verständlicher zu machen, die 0-4 Ohm Anzapfung hat mehr Wicklungen als die 4-8 Ohm Anzapfung. Die Formel dahinter verkneife ich mir hier mal, sonst wird die Verwirrung nochmals größer. Kann die aber bei Interesse gerne nachliefern.

Gruß

Eigentlich ganz Easy

Ptot Anodenverlustleistung=U mal I,die Grenzwerte der max. Anodenstrom und eine max. vorgeschriebene Spannung darf mann halt nicht überschreiten...

entweder das Produkt aus "grosser Strom und kleine Spannung"oder "kleiner Strom und hohe Spannung" kannst dir aussuchen...du darfst die Ptot Anodenverlustleistung der Röhre z.b El34 mit 25 Watt nicht überschreiten...

vielleicht hat Richie auch Recht !die zu hohen Ströme bei kleiner Spannung,könnten praktisch vielleicht der Röhre mehr schaden als hohe Spannung und kleiner Strom...

mann sollte das von zwei seiten Betrachten...

Gruss Chris

@Sidolf ich bin fest davon überzeugt das die 4 und 8 Ohm die gleiche Phase besitzen,den scheiss Nullpunkt haben wir ja ,es wird halt alles(4und8Ohm) um 360 grad gedreht...so ich glaub jetzt haben wir es

eine Zeichnung stiftet in dem sinne nur falsches Kopfkino...

Gruss Chris

Es ist doch eigentlich so das es um das Verhältnis der Wicklungen geht? Anderer Wicklungssinn ist dann entsprechend 180 gedrehte Phase?
Ob die Wicklungen dabei parallel oder seriell sind müsste dabei fast egal sein. Seriell würde sich eine mögliche leichte Phasendrehung lediglich verstärken während sie bei Parallelschaltung..tja..sich teilweise aufheben. Die zweite Seite ist die Leistungsveränderung bei Serie oder Parallel, mehr Strom, oder mehr Spannung. So jedenfalls erinnere ich mich an das irgendwann mal erlernte in Bezug auf einen Trafo. Bei einem Übertrager sollte das nicht viel anders sein?

Aber zurück zum Thema nochmal.

Chris 2178,
Ok das hab ich jetzt soweit verstanden. Der Übertrage ist ja erstmal die Last (in Ohm) die an der Röhre liegt bzw. die von der Röhre gesehen wird ne. Weniger Widerstand, mehr Leistung weil näher am Kurzschluss. Korrekt ne?

Ich für meinen Teil würde da eher auf Leistung gehen, nicht rein wegen der Leistung an sich, sondern auch weil der Klirr solang es hauptsächlich K2 ist durchaus nicht unangenehm sein muss und gerade meiner Musikrichtung über die Dynaudios die ja eher Softig sind entgegenkommt.

600 Ohm, Eintakt, Übertrager, joa, da ist die Auswahl ja irgendwie schon eingeschränkt ne?
Ich hab so spontan mal gegurgelt und alles was ich da so sehe ist überwiegend in einem ganz anderen Bereich. Hab einen gesehen mit Rdc 250 Ohm und
Idc 150mA. Für knapp 280 euronen. Der TSE-16k-4 bei tubesoundelectronics.
Oder den Welter HE-ET6, den selbstbauen auch mal in seinem 25W 6C33C benutzt hat. Vergleichsweise günstig.
Oder den 53.33 mit 600 Ohm, supergünstig. Aber da steht nix von Strom ausser das er für 6c33C geeignet ist, irgendwie gabs doch noch eine Tabelle wo mehr drinsteht oder?

In dem Verstärker ist die 6C33C mit 40W Verlustleistung betrieben glaub ich, müsst ich nochmal nachlesen. Das sollte auf der sicheren Seite sein.

Ja auch ein Netztrafo ist ein simpler Übertrager auf 50Hz getrimmt ,ohne Luftspalt ohne Gleichstromvormagnetisierung.Obs 180 Grad oder 360 Grad Phasendrehung sind
Wenn du auf der sicheren Seite gehen möchtest würde ich den Welter mit 102B Kern nehmen.Oder die fetten Hammondtrafos.Wenn du die 6C33C mit etwas weniger Ausgangsleistung betreiben möchtest reicht ein 102A Kern bestimmt aus.


Es gibt so viele Wege die nach Rom führen...möchte hier nicht in SB Werk reinpfuschen,er hatt mit der 6C33C Super Arbeit geleistet !
ich würde seinen empfehlungen folgen,ich hatte mal die Ernst Rössler Schaltung mit SRPP ECC99 nachgebaut,sind wohl auch paar Phasenschweinerein drin,und die Schaltung hatte ein paar fehler ,da gibs bessere Schaltungen.

P.s Mit 45Watt Anodenverlustleistung ,bekommst locker 10 Watt raus die deinen Dynaudios genug Dampf machen werden... und das ist schon Kriminell...und ja ein AÜ Ra=600 ohm ist die goldene Mitte,nimm sie.

Habe hier Schnittbandkerne rumliegen,beim russischen Priboj sind die auch verbaut,hätte ich das technische Equipment würds ich angehen,Selbstwickeln(steiniger Weg)sogar ohne Primär/und Sekundärverschachtelung soll mann im FG gute ergebnisse erzielen können.Habe mir paar sachen ausgedruckt,ein SE AÜ scheint nicht so schwer aber Gegentakt....da raucht der Kopf ,ich bewundere den Gerd Rheinhöfer wie er so eine Firma leiten konnte.Ein Genie !!!

ich denke das muss alles per Computerabspeicherung Hilfsprogramme wie LT spice ,sonst kommt mann auf die schnelle gar nicht mehr Klar....
Irgendwelche Formeln kann sich der Hobbyhausmensch erlernen/abheften.
Naher ist der Kopf so voll und nähsten Tag alles weg

Offtopic:
Ich habe mich letzen Monate mit Syrienkrieg/U.S.A/ Bushregierung=Verbrecherbande ,11.9 Twintowers beschäftigt,die wurden gesprengt von der eigenen Regierung.Hört sich Krank an ist aber die Wahrheit.Konntrollierte Sprengung Termit.Die Beweislast ist erdrückend aber die wahren Verbrecher speziell 11.9 wurden noch nicht Gerichtlich...Die Welt ist schon lange im Krieg,Dollar,Kapitalisten,Banker.

der grosse Knall wird kommen und der Euro wird ne Seifenblase...



Gruss Chris

Mal der Reihe nach:

Ich habe mich für den Welter entschieden, wei er umfassend dokumentiert ist. Die Angabe 20W und Frequenzgang 20Hz bis 20kHz kann ich bestätigen. 600 Ohm ist nach der Literatur die beste Leistungsumsetzung für die 6C. Bei diesen 600 Ohm konnte ich den Übertrager bis 25 Watt ziehen.

Der Welter hat ab Werk einen Wicklungslogik: Primär gekennzeichnet mit "+" für die Netzteilzuleitung und "600 Ohm" für den Anschluss zur Anode. Sekundär ist er bezeichnet mit 0 - 4 - 8. Die Formel zur Bestimmung der Impedanzlast hat im Verhältnis zur Windungszahl eine quadratische Funktion. Also steigt die Windungszahl langsamer als die Last. Bei Umpolung (8 auf Masse) stimmen verbliebenen 4-Ohm-Pol nicht mehr zu 4 Ohm. Der ehemalige 4 Ohm Pol (heißt immer noch so) hat nun vermutlich eher eine Last von 3 Ohm. Also ist bei Umpolung nur noch die 8 Ohm Bezeichnung stimmig.

Zur Gegenkopplung. Das vom Übertrager zurückgeführte Signal muss phasengleich zum Signal an der anzuschließenden Kathode sein. Die GK wirkt durch die Anhebung des Durchgriffs dämpfend auf das Signal an der Anode.

Nach der Anschlusslogik des Übertragers ist bei dem 3 Röhren-Verstärker das Signal am 8-Ohm-Pol invers zum Signal an der Kathode zur ersten Röhre und phasengleich zum Signal an der 2. Röhre. (In meinem Versuch also passend zur EL84.) Die erste Röhre hätte somit eine Mitkopplung und fängt an zu Schwingen.

Also muss der Übertrager umgepolt werden, wenn man eine Über-alles-GK baut. Bei Umpolung der Primärseite fängt (ohne dass die GK bereits angeschlossen wäre) der Verstärker an zu schwingen. Das konkret zu prüfen, geht aus Zeitgründen nicht, weill die 6C dann locker etwa 1 Ampere durch den Übertrager schickt - alles was das Netzteil hergibt.

Daher bleibt zur Umpolung nur die Sekundärseite - mit dem beschriebenen Problem. Die Answchlusswerte für die Lautsprecher wären dann 3 Ohm und 8 Ohm. Schließt man nun einen 4 Ohm Lautsprecher an den (alten) 4 Ohm Anschluss an, dann steigt die Primärimpedanz auf 750 Ohm. Kein Beinbruch, aber unschön.

Bei 200 Volt (zwischen Anode und Kathode, plus den Spannungsabfall am Kathodenwiderstand bei Auto-Bias = 270V) und 220 mA (sehr weit weg von der lebensverkürzenden Verlustleistung) kann die 6C locker 15 Watt liefern. Dazu muss der Treiber aber das auch bringen. Das heißt etwa 20 mA bei einem Spannungsabfall von 140V am Kathodenwiderstand des Treibers. Die ECC99 kann das locker, meine C3g kann das nicht (auf Dauer).

Der Trick ist nun, den Treiber durch die Höhe der neg. Gittervorspannung (oder die Größe des Kathodenwiderstands) auf seiner Kennlinie zu einem Punkt zu bringen, dass seine Verzerrung invers zu der der 6C liegt. Dann geht es mit der Leistung ganz entspannt hoch.

Aber "rotzfrech und geil" klingt das auch ohne GK. Der Autor des ECC99-Artikels schlägt daher auch eine schaltbare GK vor - der richtige Weg. Dann kann man den Klang auf die Anforderungen abstimmen.

Pause

Gruß
sb

Ich werde mir mal die ECC99 besorgen und die verschiedenen Varianten durch probieren.

Bei der Stromversorgung hat man mit einem Trenntrafo (weil man für zwei Kanäle etwa 800mA braucht) etwa 305 V DC zur Verfügung. 25 V vernichtet man im Netzteil zur Glättung, bleiben 280 V. Die ECC99 fühlt sich bei 150V am wohlsten, bleiben also 130 V für den Anodenwiderstand - oder umgekehrt. Das passt also.

Ich finde nur, dass für die Vorstufe (erstes System der ECC99) diese Röhre überkandidelt ist. Da reicht ein System einer kleinen ECC. Diese beiden Doppeltrioden würden dann jeweils ein System für jeden Kanal zur Verfügung stellen.

Gruß
sb

Morgen,
Ja also ich würde wohl auch den Welter benutzen den du auch verwendet hast, preislich unschlagbar und da ich 8 Ohm-Lautsprecher habe passt das auch in jedem Fall mit den Phasen usw.

Eine ECC88 statt einer ECC99 zu verwenden wäre ja okay wenn das besser passt oder sonstwie sinnvoller ist damit die zweite ECC99 anzusteuern.

Die schaltbare Gegenkopplung würde ich wohl machen, zum Anfang um eine geeignete GK zu finden die rundherum gut passt wäre das ne gute Sache. Andauernd je nach Musikmaterial umschalten würde ich wohl eher nicht. Ich glaube desweiteren nicht das MM, Paradise Lost oder andere so direkt "audiophile" Aufnahmen bereitstellen

Nochmal zur Gegenkopplung. Wenn die Phase gleich sein soll, ist es dann nicht eine Mitkopplung? Oder ist die Phasendrehung durch die Treiber- und die Endstufe und Übertrager schon komplett rum? Ich glaub ich muss da im Vergleich zu OPAs wo das direkt mit Invertierung geht nochmal einen "Um"denkanstoss haben.

Rechnet doch einfach mal die dynamische Eingangskapazität der 6C33 aus. Dann könnte man weiterüberlegen, ob zur Ansteuerung nicht eine Pentode wie die EF80 reicht.

MfG
DB

Wie geht denn das? Ich würd ja auch mitrechnen wenn ich weiß wie undso.

Hallo,

(Mü × Cga) + Cgk - alle 3 Werte gibts im Datenblatt.

Grüße, Thomas

GüntherGünther (Beitrag #35) schrieb:

(Mü × Cga) + Cgk - alle 3 Werte gibts im Datenblatt.

Statt Mu solltest du die tatsächliche Spannungsverstärkung nehmen.

Heeyyy!! Das kann doch nit sein? (µ x Cga) + Cgk?

Laut Datenblatt ist die Verstärkung 2,7 und Transfer Cga ist 31 +/-7 pF. Einen Gegenkopplungskondensator gibts da nicht im Datanblatt, der entsteht erst in der Schaltung nehme ich mal an. Cgk ist der Gegenkopplungskondensator, in dieser Schaltung hier vom ECC99 6C33C-Amp:
http://www.dmitrynizh.com/ecc99-6c33c-se-drw-vnfb.gif

wäre das doch der mit 100µF? Und der Gegenkopplungswiderstand Rgk ist der mit 300 Ohm ja? Grad korrigiert, hatte zwischendurch im falschen Bild geschaut

So, also wenn ich das dann mal so rechne, mit Umrechnung der pF und µF, dann käme da 100.000837µF bei raus. Also im Prinzip nix anderes als Cgk.
Ich hab da was falsch gerechnet bzw. ein Teil falsch in der Zeichnung identifiziert oder?

Habe mir das in der Darstellung auf dieser Seite angeschaut, da ist ein Schaltbild von einer Gegegnkopplung.
http://www.audioelektronik-shop.de/gegenkopplungen.html

Servus battlecore,

da werden nun grade Äpfel mit Birnen verwechselt - mit der Gegenkopplung hat die Betrachtung von Thomas (aka GüntherGünther) gar nichts zu tun. Hier geht es um die Einflüsse des sogenannten "Miller-Effektes" bzw. der "Miller-Kapazität" auf die Höhenwiedergabe bzw. deren Begrenzung.

Die Miller-Kapazität ist eine Kapazität, die man (direkt) nicht messen kann und die sich aus der Schaltungsart und den (unvermeidlichen) parasitären Röhrenkapazitäten ergibt. Und diese parasitären Röhrenkapazitäten sind im Röhrendatenblatt spezifiziert:

C(ga) = Kapazität zwischen Gitter und Anode.
C(gk) = Kapazität zwischen Gitter und Kathode ("gk" ist also hier KEINE Abkürzung für den Begriff "Gegenkopplung").

Wird eine Triode nun in Kathodenbasisschaltung (also mit Ausgangssignalabgriff an der Anode und Ansteuerung am Gitter) betrieben, dann wirkt die parasitäre Kapazität "C(ga)" (aus der Sicht des Eingangssignals am Gitter dieser Röhre) wie ungefähr um den Faktor der echten Spannungsverstärkung dieser Röhre in dieser Schaltung multipliziert, weil ja das anodenseitige Ende des parasitären Kondensators "C(ga)" nicht auf Schaltungsmasse liegt, sondern um einen mehrfachen, gegenphasigen Betrag der Eingangsspannung vom Massepotential entfernt.

Bauen wir mal Schritt für Schritt die dafür passende Gleichung mit allen parasitären Kapazitäten auf, wozu auch die Kapazität zwischen Gitter und Kathode "C(gk)" sowie die Verdrahtungskapazität "C(wir)" gehört (C(ges) ist hierbei die aus der Sicht des Eingangssignals am Steuergitter der Röhre gegen Masse wirksame Gesamtkapazität, die sich (bezogen auf das Eingangssignal) genauso verhält wie ein nach Masse geschalteter Kondensator gleicher Größe, wenn man die Röhre und die dazu gehörende Verdrahtung entfernen würde).

1. Wir nehmen mal an, die Röhre habe eine reale Verstärkung von "1". Dann wäre nur "C(ga)" wirksam - jedoch: An der Anode der Röhre steht das Eingangssignal um 180[°] in der Phase gedreht an --> aus der Sicht des Eingangs ist die Spannung über "C(ga)" also auch bei einer Verstärkung von "1" bereits doppelt so groß wie die auf Masse bezogene Eingangsspannung. Das heißt, daß auch die bei einer Verstärkung von "1" die effektiv wirksame Kapazität zwischen Anode und Gitter bereits doppelt so groß ist wie der im Datenblatt spezifizierte Wert "C(ga)". Die wirksame Kapazität "C(ges)" würde also bei einer Spannungsverstärkung von "1" bereits "2 * C(ga)" betragen - oder, allgemein für beliebige Spannungsverstärkungen ausgedrückt:
   
   C(ges) = (1 + µ) * C(ga)
   
   Der Ausdruck "1 +" in obiger Gleichung mag vernachlässigbar aussehen - und ist es bei hoch spannungsverstärkenden Trioden in der Realität auch meistens (Fehler zwischen mit und ohne "1 +" in der Regel weniger als ca. 3%). Bei Trioden mit sehr geringer Spannungsverstärkung (Längsreglerröhren etc.) kann das Fehlen des "1 +" Elements dagegen zu beachtlichen Fehlern im Ergebnis führen - bei einer Triode mit einem realen "µ" von 2.7 und den weiter unten angegebenen, echten Kapatitäten der 6C33C-B wäre der Fehler beispielsweise bereits ca. -20%.
   
   Die durch die komplette Gleichung beschriebene Kapazität nennt man auch "Miller-Kapazität".
   
   
2. Zwischen Gitter und Kathode gibt es (mangels Spannungsverstärkung) keinen Miller-Effekt - also geht diese Kapazität ohne irgendwelche Multiplikatoren zusätzlich in die Gleichung ein, die hiermit erweitert wird:
   
   C(ges) = C(gk) + ((1 + µ) * C(ga))
   
   
3. Nun müssen wir noch die Verdrahtungskapazität "C(wir)" berücksichtigen, die (bei vernünftigem Aufbau) auch ohne oder nur mit zu vernachlässigendem Miller-Effekt in die Gleichung eingeht - also ebenfalls ohne Multiplikatoren. Die finale Gleichung der aus der Sicht des Eingangssignals wirksamen Kapazität am Gitter der Röhre gegen Masse erweitert sich also auf:
   
   C(ges) = C(wir) + C(gk) + ((1 + µ) * C(ga))
   

Diese wirksame Eingangskapzität bildet nun zusammen mit dem Innenwiderstand "R(i)" der vornedranhängenden Schaltung einen Tiefpaß, dessen Grenzfrequenz sich wie folgt bestimmt:

f(g)-3[dB] = 1 / (2 * pi * R(i) * C(ges))

Und dieser Tiefpaß kann - bei hohem Innenwiderstand "R(i)" und gleichzeitig hoher wirksamer Eingangskapazität "C(ges)" - nun unter Umständen zu einem signifikanten Höhenabfall führen, der nicht mehr zu tolerieren ist (von der von ihm verursachten Phasendrehung, der bei einer Über-alles-Gegenkopplung möglicherweise zu Problemen führen kann, mal ganz abgesehen).

Nehmen wir mal das Praxisbeispiel der 6C33C-B mit folgenden, mir zur Verfügung stehenden Datenblattdaten:

• C(ga) = 31[pF] +/-7[pF]; worst case also 38[pF].
  
• C(gk) = 30[pF] +/-7[pF]; worst case also 37[pF].
  
• Steilheit "S" = 39[mA/V] +/-11[mA/V]; worst case also 50[mA/V].
  
• Innenwiderstand R(i) = 130[Ω]
  
• Mit der umgestellten Barkhausen-Formel errechnen wir daraus die worst-case Spannungsverstärkung "µ": µ = 50[mA/V] * 0.13[kΩ] = 6.5.
  

Nun haben wir alle Daten zusammen, um für das Datenblattbeispiel der 6C33C-B die wirksame Eingangskapazität "C(ges)" zu berechnen (Annahme: die Verdrahtungskapazität "C(wir)" sei 20[pF]):

C(ges) = 20[pF] + 37[pF] + ((1 + 6.5) * 38[pF] = 342[pF]

Das ist natürlich ein worst-case Wert - sinkt die reale Spannungsverstärkung, dann sinkt auch die Millerkapazität und damit auch C(ges). Trotzdem ist es - solange man reale Werte nicht verbindlich und belastbar kennt - keine schlechte Idee, mit worst-case Werten zu rechnen.

342[pF] sind schon ein ganzer Haufen Holz, bei dem ein störender Höhenverlust nur durch eine hinreichend niederohmige Ansteuerung vermieden werden kann. Bei einem Innenwiderstand "R(i)" der treibenden Stufe von 25[kΩ] sowie einer wirksamen Eingangskapazität "C(ges)" von 342[pF] liegt die -3[dB] Grenzfrequenz "f(g)" des aus diesen Komponenten gebildeten Tiefpasses bereits bei ca. 18.6[kHz] - ein linearer Höhenfrequenzgang sieht anders aus.

Eine Randnotiz: Da die Millerkapazität natürlich nichts anderes tut, als das (spannungsverstärkte) Ausgangssignal um 180[°] in der Phase gedreht auf den Eingang zurückzuführen, ist dieses Konstrukt auch nichts anderes als eine frequenzabhängige Gegenkopplung innerhalb einer Verstärkerstufe. Mit der von Dir gemeinten "über alles Gegenkopplung" des Verstärkers mit dem 100[µF] Kondensator hat dieser Punkt allerdings überhaupt nichts zu tun - das sind zwei völlig verschiedene Paar Stiefel.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

da bekommt man es ja mit der Angst! Aber um die Sorgen zu zerstreuen, hier der Frequenzverlauf mit der C3g als Treiber (der geringe Abfall im Bass kommt von der Tatsache, dass hier die Mittel/Hochton-Kanal mit Tieftonbegrenzung gemessen wurde). Natürlich ohne Gegenkopplung.



Die C3g in Triodenschaltung ist nahezu identisch mit einem System der ECC99.
Ia = 17mA zu 18mA (jeweils C3g zu ECC99)
Ri = 2,3k zu 2,3k
µ = 40 zu 22 (oh, oh)
Ua = 200V zu 150V (oh, oh)

Das heißt zum Einen, dass mit der ECC99 auch ein linearer Frequenzgang zu erwarten ist. Das heißt aber auch, dass mit der ECC99 keine allzu großen Unterschiede zur C3g zu erwarten sind.

Gruß
sb

Es ist durchaus wahrscheinlich, daß sich sie Sache frequenzgangmäßig nicht soooo schlimm darstellt, wie von mir gerechnet - schließlich sind das alles worst-case Rechenergebnisse.

Grüße

Herbert

Die andere Variante ist dann die, daß man als Vorstufe eine Pentode verwendet und den Verstärkungs(und zumeist auch Aussteuerungs-)überschuß zum Einsatz einer Gegenkopplung nutzt.


MfG
DB

Danke Pragmatiker,
die Formel ergibt mehr sinn durch die Erklärung. Da ich Cgk in keinem Datenblatt finden konnte, nahm ich an das die Gegenkopplung den Cgk beeinflusst, denn da gibt es auch einen Cgk.

Was den Cwir angeht, wenn ich das Wiring mit reinrechnen will muss ich aber wissen wie hoch die Kabelkapazität ist und wie hoch die Kapazität durch nahe beieinanderliegende Bauteile und Drähte? Also MUSS ich das erst aufbauen und dann messen. Oder nicht?
Ich vermute aber das sich da nicht soviel zusammenaddiert das die Verdrahtung ein extrem anderes Ergebnis ausmacht?

Aber okay, dann kann ich also wohl nach Geschmack wählen, da bleib ich dann bei der ECC99 wie in der Schaltung vorgesehen da die ja schon dafür ausgelegt ist.

Wenn die Anodenspannung bei der C3g gleich mal 200 statt 150 beträgt, wieviel höhrer ist der Strom denn bei der C3g? Und wie die Hitzeentwicklung? So aus Neugier mal noch.

Ich versuch mal eine Schaltung zu zeichnen, aber komm ich sicher erst nächste Woche zu, hab bissel viel zu tun.

Bei einer freien Verdrahtung wird die Kabelkapazität den niedrigst möglichen Wert annehmen, solange man keine Kabelbäume baut. Da die in Augenschein genommene ECC99 einen kleinen Ri aufweist, wird der Herr Miller hier nicht stören. Selbst die EL84 mit seinen 38kOhm hat im Hörspektrum noch keine Spuren hinterlassen.

Messen kann man diese Kapazitäten nicht, man muss auf deren Wirkung achten - oder die Abwesenheit irgendeiner Wirkung.

Den Stromfluss der C3g hatte ich auf 14 mA festgelegt. Da ich mich bislang noch nicht mit der ECC99 beschäftigt hatte, habe ich allein aufgrund der Größe eine wesentliche höhere Emission vermutet. Vergleicht man aber die Heizströme (C3g = 370mA, ECC99 = 400 mA), so wird allein dadurch deutlich, so weit können sie nicht auseinander liegen. In der Tat, die ECC99 schafft gerade 1 mA mehr. Ich werde sehen, wenn die Muster am WE eintreffen, wie sich das in der gesamten Leistung auswirkt. Die C3g hat aber ein Spanngitter, die ECC99 ist aber eine echte Triode, .... mal sehen, ob man die ECC99 auch auf bis zu 200 V ziehen kann.

Bei den Röhrenlösungen von Verstärkern oder CD-Spielern greifen die ganz großen des Marktes auf beide zurück: Thorens bevorzugt die C3g, T+A gibt der ECC99 den Vorrang.

Schau'n wir mal, dann sehen wir ja.

Gruß
sb

Hallo,

selbstbauen (Beitrag #43) schrieb:

Selbst die EL84 mit seinen 38kOhm hat im Hörspektrum noch keine Spuren hinterlassen.

mich würde mal interessieren, wie Du hier auf 38kOhm kommst.


MfG
DB

Abgeschrieben von dem Datenblatt.

Das ist aber der Wert für eine Pentode. Eine EL84 in Triodenschaltung hat niemals 38kOhm Innenwiderstand. Der liegt bei 2kOhm.
Somit sieht die 6C33 eine Quelle mit einem Innenwiderstand von etwa 1,76kOhm.


MfG
DB

Ach verdammt. Jetzt hab ich Quocs für Ubuntu installiert, Schaltplan erstellen an sich ist nicht das Problem. Aber ich hab übersehen das ich natürlich keine Röhre dort einfügen kann und ich auch nirgends eine Hilfe finde wie ich eine Röhre erstellen kann. Mit Spice hab ich vor zig Jahren mal versucht was zu machen, aber da bin ich dann letzlich an der Bedienung dran gescheitert, ist für mich einfach zu unfreundlich die Bedienung, zu komplex und fremd

Nimm TinyCAD.

battlecore (Beitrag #47) schrieb:

Mit Spice hab ich vor zig Jahren mal versucht was zu machen, aber da bin ich dann letzlich an der Bedienung dran gescheitert, ist für mich einfach zu unfreundlich die Bedienung, zu komplex und fremd :(

Da nimm halt LTspice und laß es in Wine laufen. Nach -zig Jahren ist das schon fortgeschritten in der Bedienung.

MfG
DB

Die ECC99 ist gekommen. Erster Durchgang: Nur ein System als alleiniger Treiber. Alle Spannungen 280 Volt, die 6C mit 330 Ohm/560µF an Kathode, Spannung 75 Volt, 227 mA.

Die ECC99: 14 kOhm an Anode, 1,1 kOhm/470µF an Kathode, ohne GK ergibt für Input 2 V folgende Bestwerte:

1 % = 2 W
2 % = 5 W
3 % = 9 W
6 % = 15 W (Input dann aber 4V)

Bei kleineren Widerständen an der Kathode und ebenfalls verkleinertem Anodenwiderstand ergeben sich ähnliche Werte, jedoch erreicht dann die Gesamtleistung keine 9 Watt bei 3 % Klirr.

Werde nun mal beide Systeme testen.

Gruß
sb