ARC SP-10 DIY Erfahrungen / Meinungen

Zu den OpAmp basierenden CCS´s (Audio Anwendungen) gibts im WEB
recht verschiedene Ansichten.
Von sehr gut, präzise, und prima geeignet, bis zu "Overkill", unnötiger Quatsch,
ungeeignet da Schwingneigung abhänig von der Ref-Spannung ?

Die MC34001P OpAmp oder auch der TL071 sind wohl noch erhältlich.
Von letzterem habe ich sicher noch einige im Fundus.

Was an dem vorliegenden DIY Schaltungsvorschlag stört ist die Verfügbarkeit der
D40K1 Darlington Transistoren. Die gibts kaum noch zu kaufen, und wenn dann bleibt noch
die Frage ob drin ist was draufsteht ?
Beim NTE268 siehts auch nicht viel besser aus.

Bis auf die Darlingtons hätte ich so ziemlich alles im Fundus.
Freue mich weiter über Meinungen, Tipps, Erfahrungen mit OpAmp basierenden Anoden CCS ?
Grüsse

Hallo,

CCS heisst doch constant current source. Es handelt sich hier aber nicht um Konstantstromquellen. Das sind einfache Längsregler.

Reinhard

Hallo Reinhard

vielen Dank für Deine Rückmeldung / Anmerkung, das war genau der Grund meiner Frage zu der Schaltung.
Das wäre dann ja ein aufwändiges Konstrukt für die ECC88 Anodenspannung ?

Hatte mir die Funktion der Schaltung anders vorgestellt, habe da wohl ein Verständnisproblem ?

Ich sah den Ansatz als Anoden CCS,
da die TR2 Basis über R1 am Anoden Widerstand R2 hängt,
und die TR1 Basis vom OpAmps Ausgang angesteuert wird.
Sah den OpAmp als einen Differenzverstärker.
Der OpAmp + Eingang sieht ja ebenfalls die Anodenwechselspannung, während der - Eingang das Signal
über einen Spannungsteiler sieht. Ich dachte der OpAmp steuert am Ausgang den TR1 und somit ergibt der Innenwiderstand / Impedanz der TR2/TR1 Transistor Kombi dynamisch betrachtet eine
Anoden Konstant Strom Quelle ??
Falsch gedacht ??

Grüsse

Servus Ernst,

meine nachfolgenden Kommentare beziehen sich auf den Phono-Pre in diesem Gerät (weil das das erste erreichbare Schaltbild in Deiner Verlinkung http://www.arcdb.ws/SP10/SP10.html war) - sämtliche Aussagen gelten allerdings sinngemäß genauso für die Spannungsregler in der Line-Stufe.

Der MC34001 wurde damals verwendet, weil alles um den herum sehr hochohmig daherkam / daherkommen mußte, wenn man nicht "Verbrat"widerstände in der 10[W]...20[W] Kategorie einbauen wollte. Der OP-Amp hängt an der +305[V] Versorgungsschiene und darf laut Motorola-Datenblatt mit maximal 36[V] (+/-18[V]) Versorgungsspannung "nach unten" betrieben werden. Sprich: 305[V] - 36[V] = 269[V] ist die MINDESTSpannung, deren Stromfluß in einem Widerstand (R59, R68, R78) zwischen dem negativen Versorgungsanschluß des MC34001 und Masse "verheizt" werden muß. Da ist es hochwillkommen, daß dieser Operationsverstärker nur 1.4[mA] Versorgungsstrom benötigt - das begrenzt die Verlustleistung in diesen Widerständen.

Damit die Versorgungsspannung des MC34001 mit variierender Last am Ausgang sowie Versorgungsstromtoleranzen nicht hoffnungslos "spazierengeht", wird sie halbwegs stabilisiert - und zwar auf 24[V] (also +/-12[V]) - das machen die "24V / 5W" Z-Dioden ZD14, ZD15 und ZD16. Die "0.22µF / 100V" Kondensatoren C31, C38 und C45 parallel zu diesen Z-Dioden (und andere Kondensatoren und Elkos parallel zu diesen Z-Dioden) sorgen dafür, daß der MC34001 auch zu höheren Betriebsfrequenzen hin einen hinreichend kleine Impedanz seiner Versorgungsspannung sieht, damit er halbwegs genau arbeitet und nicht schwingt.

Die jeweils beiden antiparallelen 1N914 Diodenpärchen zwischen nichtinvertierendem und invertierendem Eingang der drei MC34001 sollen nur dafür sorgen, daß die beiden Eingänge auch dann, wenn der OP-Amp Regler nicht im Tritt ist (also "Open Loop" läuft), nie mehr als ca. +/-0.7[V] Potentialunterschied sehen können, weil das von einigen frühen JFET-Operationsverstärkern mit sehr großen Eingangsströmen quittiert wurde, auf die dann schon hin und wieder direkt das mortale und finale Ableben des gesamten OP-Amps folgte. Moderne Bauelemente sind diesbezüglich sehr viel besser - doch dazu weiter unten mehr.

Damit der Stromverbrauch der Reglerschaltung (durch die Belastung am Ausgang der MC34001 OP-Amps) nicht signifikant ansteigt (das müßten ja die oben erwähnten "Verbrat"Widerstände dann zusätzlich verheizen), benötigt es SEHR hochverstärkende Reglertransistoren. Und das wurde durch die Kaskadierung eines D40K1 (Darlington) mit einem TIP41 gelöst - da kommt dann eine Summenstromverstärkung dieser Anordnung in der Gegend von über den Daumen gepeilt mindestens ca. 20000 zusammen - d.h. für einen Emitterstrom des TIP41 von 20[mA] (der mit dem Laststrom der jeweils dranhängenden Röhrenstufe identisch ist) muß der OP-Amp am Ausgang nur ca. 1[µA] Strom liefern (das ist weniger als 1 Promille des Versorgungsstroms) - der Betriebsstrom des OP-Amps ändert sich also auch bei sich ändernder Last praktisch nicht, wodurch auch (obwohl "nur" mit Z-Dioden realisiert) die Betriebsspannungsstabilisierung wohl halbwegs ihren Namen verdient.

Statt des D40K1 (der ja noch dazu in einem heute total ungebräuchlichen Gehäuse daherkommt) kann man natürlich eine Menge andere modernerer Darlington-Transistoren verwenden - der BD677 fiele mir da z.B. spontan ein (das Pärchen BD677 (h(fe)min = 750) und TIP41 (h(fe)min = 30) käme damit auf eine Stromverstärkung von mindestens > 20000, was für diesen Anwendungsfall hier voll ausreichen würde). Allerdings würde ich hier in einem modernen Entwurf überhaupt keine zwei Bipolartransistoren mehr verwenden, sondern das Ganze mit einem einzigen Logic-Level N-Kanal-Enhancement-MOSFET (samt vorgeschaltetem Micro-Power-OP-Amp) erledigen.

Reinhard hat durchaus recht - das sind reine Längsregler (also Spannungsregler). Die haben allerdings eine "winzige" Besonderheit, die man sich ggf. mal näher in einer Simulation oder Messung anschauen müßte: Die "Referenz"spannung für diese 3 Stück MC34001 Spannungsregler wird nicht etwa parallel zu den Betriebsspannungs-Z-Dioden abgegriffen (dann wäre sie ja halbwegs ordentlich stabilisiert und würde den Namen "Referenz"spannung zumindest halbwegs verdienen) - nein, der Abgriff dieser Spannung erfolgt mit den Spannungsteilern R50 / R51, R66 / R67 und R76 / R77. Und diese Spannungsteiler hängen zwischen positiver Betriebsspannung (+44[V] oder +305[V]) und Masse - und bilden damit den Brumm auf der Betriebsspannung auch in der runtergeteilten Spannung komplett ab. Ob das eine Art "Brummkompensation" durch diese Spannungsregler ist, müßte man sich im Detail anhand der Gesamtschaltung nochmal ansehen. Dadurch, daß die MC34001 JFET-Eingänge haben, können diese drei Spannungsteiler recht hochohmig sein, was die Verlustleistung in diesen Spannungsteilern begrenzt. Die mit JFET-Eingängen generell verbundenen, recht hohen Offsetspannungen stören in dieser Anwendung überhaupt nicht - es ist schlicht wurscht, ob die Anodenspannung von Röhren durch Offseteffekte bedingt 100[mV] höher oder niedriger liegt.

D05, D28 und D31 (alle 1N914) sind nichts weiter als Schutzdioden, die dafür sorgen, daß die beiden Eingänge des MC34001 nicht wesentlich negativer werden können als das Potential am negativen Versorgungsanschluß des MC34001 (Pin 4). Angesichts der Tatsache, daß die gesamte Reglerschaltung unter ca. +305[V] "hängt" und nicht auf Masse referenziert ist (und damit das Massepotential mehrere hundert Volt negativer ist als der Pin 4 des MC34001), ist das sicher ein sehr sinnvolle Maßnahme.

R52 (12[kOhm]) stellt einen Stromflußpfad für den ersten Regler um Q5 / Q6 dar (I = ca. 2.7[mA]), da dieser Regler ja nur die Gittervorspannung von V5(6) einstellt und damit ohne R52 gar kein Strom fließen würde (was dazu führen würde, daß dieser Regler mangels Emitterstrom in Q5 / Q6 gar nicht funktioniert).

Die MC34001 müssen verdammt gutmütige Kameraden sein - ich finde es jedenfalls höchst bemerkenswert, daß die Regelschaltung trotz des völligen Fehlens eines I- oder PI-Gliedes (also eines Kondensators oder einer Kondensator-/Widerstandskombination zwischen OP-Amp-Ausgang und invertierendem Eingang zur Frequenzkompensation) überhaupt nicht schwingt (und das trotz des garantiert relativ lahmarschigen - sprich: langsamen (und damit phasenverschiebenden) Verhaltens, was so einem Dreifach-Hybrid-Darlington Transistor (bestehend aus Q5 und Q6 etc.) hinten dran ja gelegentlich zu eigen sein soll) - der interne Frequenzkompensationskondensator im MC34001 ist mit 10[pF] jedenfalls keineswegs üppig bemessen. Oder schwingt die Regelschaltung doch irgendwo im HF-Gebiet und trägt so zu einem "rauchigen, satten, geerdeten Sound" bei?

Die Mimik um Q11 und Q12 sowie ZD17 dient übrigens nur dazu, die Betriebsspannung für den ersten Regler mit Q5 und Q6 auf ca. +44[V] runterzubringen. Anders würde dieser Regler die nur +32[V] Ausgangsspannung für V5(6) nicht zusammenbringen, ohne daß er einem mit Großgetöse um die Ohren fliegen würde. Deswegen müssen Q11 (MJ413, 400[V]) und Q12 (MJ13003, 400[V]) auch hochspannungsfeste Typen sein (Q11 (im TO3-Gehäuse) muß ca. 249[V] "verbraten"). Alle Regler sind übrigens so ausgelegt, daß deren Ausgangsspannung ca. die halbe Betriebsspannung (also ca. +12[V] bezogen auf die jeweilige 24[V] Betriebsspannung) ist. +44[V] - (+32[V]) = 12[V]......+305[V] - (+293[V]) = 12[V]....damit haben die Spannungsregler (bezogen auf ihre Betriebsspannung) einen halbwegs symmetrischen Maximalregelhub nach oben und nach unten.

Die gesamte Schaltung würde man wesentlich leichter verstehen können, wenn sie nicht mit einem so......hmmm......exotischen Zeichnungsstil erstellt worden wäre. Wenn Du das wirklich als Basis für einen Nachbau verwenden willst, kann ich nur dringend raten, die Schaltung vor Beginn des Projektes so umzuzeichnen, daß sie verständlicher lesbar wird.

Insgesamt kann man sagen, daß man diese Spannungsregler heutzutage unbedingt mit modernen Bauelementen aufziehen sollte - und dann braucht man (bei vermutlich besseren Regeleigenschaften) auch noch deutlich weniger Bauelemente also anno dunnemals.

Vielleicht hab' ich a bisserl was zum Verständnis dieser Schaltung beigetragen - würde mich jedenfalls freuen.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert

vielen herzlichen Dank für die wie immer äusserst interessante und detailierte Erklärung
zu der Schaltung.
Bow diese Schaltungs Details muss ich jetzt erst mal verdauen und versuchen zu kapieren.

Denke die Audio Research Ingenieure haben sich mit dieser aufwändigen Anodenspannung Regelung /
Betriebsspannungsstabilisierung sicher was gedacht, Brumm Kompensierung wäre für das Phonoteil
sicher ein wichtiger Aspekt ?

Mein DIY Nachbau Ansatz basiert auf diesem vereinfachten SP 10 Clone Schaltplan, da ist die Schaltung auch wesentlich übersichtlicher und besser gezeichnet.

SP 10 Clone Schematics

Bin gespannt wo mich das hinführen wird.
Nochmals vielen herzlichen Dank für die super umfangreiche Analyse und Erklärung der Schaltung.
Grüsse Ernst

Hallo,

da solltest du aber den Schaltplan genau prüfen. Es fehlt mindestens eine Verbindung. Bei dem rechten Regler ist der - Eingang des OP nicht an die "Referenzspannung" angeschlossen.

Reinhard

Servus Ernst,

Anro1 (Beitrag #6) schrieb:

Denke die Audio Research Ingenieure haben sich mit dieser aufwändigen Anodenspannung Regelung / Betriebsspannungsstabilisierung sicher was gedacht, Brumm Kompensierung wäre für das Phonoteil sicher ein wichtiger Aspekt ?

die haben sich sicher was dabei gedacht - allerdings mit den Mitteln, die sie wohl Ende der 70er / Anfang der 80er-Jahre zur Verfügung hatten. Und damals waren hohe Spannungen und Halbleiterei (und das vielleicht gar noch bei hohen Frequenzen sowie bei hoher Betriebs- und Ausfallsicherheit) Dinge, die noch nicht auf heutige Bauteile und jahrzehntelange Erfahrung damit zurückblicken konnten.

Die Längsreglerschaltung ist für die Phono- und Linestufen (bis auf die erste Phonostufe mit +44[V] Betriebsspannung) absolut identisch. Insofern wirkt das, was ich nach einem flüchtigen Blick mit dem Vermutungsetikett "Brummkompensation" versehen habe, funktionsidentisch sowohl in den Phono- wie auch in den Line Stufen.

Da - mit Ausnahme der ersten Phonostufe - alle MC34001 Operationsverstärker mit ihrem positiven Betriebsspannungsanschluß an der +305[V] Schiene hängen, sehe ich keinen Hinderungsgrund, statt vier (oder zwei) einzelner Operationsverstärker einen einzigen Vierfach- (bzw. Doppel-) Operationsverstärker zu verwenden. Dann braucht man auch die Betriebsspannungsstabilisierung nicht vierfach (bzw. zweifach), sondern nur einmal. Hängt man anstelle der Bipolartransistoren an jeden OP-Amp-Ausgang einen einzelnen MOSFET dran, dann muß der Operationsverstärker am Ausgang auch keinerlei statischen Strom liefern, wodurch der Einsatz von MicroPower OP-Amps möglich wird. Alle diese Maßnahmen vereinfachen die Schaltung und reduzieren den Bauteileaufwand sowie den Platzbedarf auf der Leiterplatte deutlich.

Als Vierfach-Operationsverstärker böte sich hier dann z.B. der LT1014 von Linear Technology (heute Teil von Analog Devices) an. Der zieht für alle vier Operationsverstärker zusammen einen maximalen Versorgungsstrom von 2.2[mA] (und damit nur noch ca. 39% der MC34001 Schaltung). Die 24[V] Versorgung für diesen Vierfach-OP kann man aus einem passend beschalteten Negativregler LT3091 vom selben Hersteller gewinnen. Der hat bei den hier zur Diskussion stehenden Lastströmen einen Eigenverbrauch von maximal ca. 3[mA] - der Gesamtverbrauch dieser Anordnung liegt dann also bei maximal ca. 5.2[mA]. Da noch einen Sicherheitszuschlag von 20% drauf und wir landen für die Rechnerei bei ca. 6.25[mA]. Vor den Eingang des Negativreglers noch eine ZY30 Z-Schutzdiode nach +305[V] (damit seine Eingangsspannung bei wechselnden Last- und Betriebsstromverhältnissen nicht unter -30[V] fallen kann; der Betrag seiner Eingangsspannung also nicht größer als 30[V] werden kann) und man kommt mit zwei in Serie geschalteten, billigen MOX-Hochlastwiderständen von je 22[kOhm] / 4[W] als gemeinsamen Vorwiderstand (nach Masse) für alle vier Spannungsregler aus. Berechnung dieses Vorwiderstandes: (305[V] - 30[V]) / 6.25[mA] = 44[kOhm]. (305[V] - 30[V]) * 6.25[mA] = 1.72[W]. Darauf einen fünffachen Sicherheitszuschlag für die Belastbarkeit des Widerstandes (der soll sich nämlich nicht durch die Leiterplatte brennen) und wir landen bei ca. 8.6[W] Belastbarkeit - macht ca. 4.3[W] pro Widerstand. Da es 4.3[W] Widerstände nicht gibt, gehen wir auf die nächst erreichbare Größe von je 4[W] runter - und damit haben wir immer noch einen Sicherheitszuschlag von ca. 4.65-fach.

Grüße

Herbert

Hallo Reinhard
vielen herzlichen Dank für den Tipp mit der fehlenden Verbindung des rechten OpAmps.

Hallo Herbert
nachmals vielen Dank für die ausführlichen Tipps und Möglichkeiten zur Vereinfachung und Auslegung
der Anodenspannungs Regel-Schaltung.

Die Frage die sich mir stellt ?
ist der Aufwand mit den OpAmp basierenden Anodenspannungs Längsreglern überhaupt
sinnvoll und zur Funktion / Geräuschspannungspegel in einem reinen "Line" Preamp
gerechtfertigt ?

Vielleicht nicht, denn der legendäre Ruf der ARC SP-10 bezieht sich zum großen
Teil auf das Phonoteil und Umfang der Anpassung/Mute/Umschaltfunktionen.

Was war wohl der Beweggrund der AR Ingenieure diese aufwändige Art der Spannungsregelung
im Phono aber vor auch im Line-Teil der Vorstufe so zu implementieren ??
Differentierung vom Wettbewerb ?

Habt Ihr ähnliche Konstrukte schon mal woanders in Vorverstärkern gesehen ?

Bin jetzt ob dem Aufwand / Komplexität und der Zuverlässigkeit des Schaltungsansatzes für eine
reine Line Vorstufe etwas im Zweifel ob ich mich an solch einen Nachbau wagen soll
Grüsse Ernst

https://www.bing.com...edIndex=3&ajaxhist=0

Das ist der "Daniel" von Joe Curcio,

Reinhard

Servus zusammen,

Anro1 (Beitrag #6) schrieb:

SP 10 Clone Schematics

audiosix (Beitrag #7) schrieb:

da solltest du aber den Schaltplan genau prüfen. Es fehlt mindestens eine Verbindung. Bei dem rechten Regler ist der - Eingang des OP nicht an die "Referenzspannung" angeschlossen.

Anro1 (Beitrag #9) schrieb:

Hallo Reinhard vielen herzlichen Dank für den Tipp mit der fehlenden Verbindung des rechten OpAmps.

das mit der fehlenden Verbindung ist aber beileibe nicht der einzige Fehler in der Schaltung. Beide Operationsverstärkersymbole sind spiegelverkehrt in die Schaltung eingezeichnet, wodurch die positive und negative Betriebsspannung der Operationsverstärker vertauscht sind - genauso vertauscht wie der invertierende und nichtinvertierende Eingang der Operationsverstärker.

Mein Fazit: Nach diesem Schaltbild kann der Clone niemals aufgebaut und zum Laufen gebracht worden sein - mindestens die OP-Amps wären dem Nachbauer nach dem Einschalten um die Ohren geflogen.

Grüße

Herbert

Servus Ernst,

Anro1 (Beitrag #9) schrieb:

Ist der Aufwand mit den OpAmp basierenden Anodenspannungs Längsreglern überhaupt sinnvoll und zur Funktion / Geräuschspannungspegel in einem reinen "Line" Preamp gerechtfertigt ? . . . Was war wohl der Beweggrund der AR Ingenieure diese aufwändige Art der Spannungsregelung im Phono aber vor auch im Line-Teil der Vorstufe so zu implementieren ?? Differentierung vom Wettbewerb ?

Bei dieser Schaltung kommt man an manchen Stellen ins Grübeln. Zuallererst sind in dem Vorverstärker mal viele, viele einzelne Spannungsregler drin, die alle eine Spannung von +293[V] erzeugen. Das könnte man auch mit einem einzelnen Spannungsregler für alle Stufen erledigen, wenn der Innenwiderstand / die Impedanz dieses Spannungsreglers hinreichend niedrig wäre. Allerdings dürfte die Impedanz dieser Spannungsregler speziell zu höheren Frequenzen hin alles andere als "hinreichend niedrig" sein, weil am Ausgang der Spannungsregler keinerlei Kondensatoren gegen Masse hängen.....ja, da dürfen gar keine Kondensatoren hängen, weil durch deren Ladestromstoß beim Einschalten die Spannungsregler kurzzeitig ein negatives Potential an ihren Ausgängen sehen würden, welches mehrere hundert Volt unter ihrer negativen Betriebsspannungsgrenze liegt. Und das würde diese Spannungsregler mit Sicherheit zerstören.

Wenn aber die Ausgangsimpedanz dieser Spannungsregler über den Audiofrequenzbereich betrachtet nicht hinreichend niederohmig ist, dann würden die einzelnen Röhrenstufen, wenn sie mit ihrer Versorgung alle am selben Spannungsregler hängen, durch den zu hohen Innenwiderstand der Spannungsquelle im Betrieb "miteinander reden". Und um dieses "miteinander reden" der einzelnen Stufen untereinander zu unterbinden, hat AR wohl für jede einzelne Röhrenstufe einen eigenen Spannungsregler vorgesehen.

Was mir gestern irgendwie durchgerutscht ist, ist die Tatsache, daß parallel zu den masseseitigen Widerständen (1.82[MOhm]) der "Referenz"spannungsteiler noch zwei parallel geschaltete Kondensatoren 0.47[µF] (gesamt also 0.94[µF]) liegen. Die für dieses RC-Glied damit resultierende -3[dB] Grenzfrequenz liegt bei ca. 1.9[mHz](!) - damit dürfte sich das Thema "Brumm" dann durchaus relativieren.

Auch der Grund dafür, daß der untere Widerstand des "Referenz"spannungsteilers an der Schaltungsmasse hängt und nicht an der negativen (stabilisierten) Versorgungsspannung des MC34001, ist bei etwas längerem Nachdenken klar: Würde dieser "Referenz"spannungsteiler (der dann natürlich umdimensioniert werden müßte) die Hälfte der 24[V] Versorgungsspannung (also 12[V]) als Referenz zur Verfügung stellen, dann würde diese Schaltung perfekt regeln - und perfekte 12[V] Ausgangsspannung zur Verfügung stellen - und zwar, da sie ja als Bezugspotential unter den +305[V] "hängt" - immer genau 12[V] weniger als diese +305[V]. Dabei wäre es völlig unerheblich, ob diese "+305[V]" in Wirklichkeit +320[V] oder +290[V] wären - die Ausgangsspannung des Spannungsreglers wäre immer genau stabilisierte 12[V] weniger wie diese positive Betriebsspannung - und würde gegen Masse genau mit der Schwankung der positiven Betriebsspannung gegen Masse mitschwanken. Die Röhren benötigen allerdings eine stabilisierte Betriebsspannung gegen Masse - also mit Massebezug. Um nun dafür zu sorgen, daß der Regler diese Schwankungen gegen Masse "sieht", mußten die unteren Widerstände der Referenzteiler auch gegen Masse gelegt werden, damit die Reglerschaltung (obwohl unter den +305[V] "hängend") auch einen Massebezug hat. Um nun die damit verbundene Brummthematik loszuwerden, wurden vermutlich diese beiden parallel geschalteten Kondensatoren parallel zu diesem Massewiderstand des Spannungsteilers gelegt.

Warum man allerdings den irren Aufwand der Halbleiterregler überhaupt betreibt, erschließt sich mir nicht. Schließlich sind - ausweislich dieser Schaltbilder: http://www.arcdb.ws/SP10/SP10.html - auch die +305[V] bereits recht gut gesiebt und stabilisert (und eine "Dropout"-Spannung von 550[V] - 305[V] = 245[V] Spannungsabfall als Regel"fleisch" über den Längsröhren im Netzteil ist schon ein massives Pfund, mit dem man wuchern kann). Auch in diesem Längsregler hält der Entwickler übrigens nichts von stabilisierenden I- oder PI-Gliedern rund um den MC34001 (U3) im Netzteil herum......wie würde Spock gesagt haben: "Faszinierend".

Überhaupt - wenn man sich die gesamte Regelkette der Anodenspannung ansieht:

• Da gibt es im Netzteil den 15[V] Spannungsregler "VR1", der U3 mit stabilisierten +15[V] versorgt.
  
• Dieser Spannungsregler wiederum versorgt ZD12, eine LM329C 6.9[V] Präzisionsreferenzspannungsquelle.
  
• Diese bereits doppelt geregelte Referenzspannung (roh-DC --> 15[V] --> 6.9[V]) ist nun die Referenz für den Röhrenversorgungsspannungs-Hauptregler um V13 / V14 / V15, mit dem bereits sehr gut stabilisierte +305[V] erzeugt werden.
  
• Aus diesen bereits sehr gut stabilisierten +305[V] werden mittels der vielen Halbleiterregler (über die ich weiter oben bereits ausführlich gesprochen habe) nochmals lokal stabilisierte +293[V] erzeugt - und zwar aus vielen einzelnen Reglern separat.
  
• Aus einer dieser +293[V] Spannungen wird für die erste Stufe des Phono-Pre eine nochmals in einer weiteren Stufe (Q11 / Q12 / ZD17 separat grob stabilisierte +44[V] Spannung erzeugt - auch wieder mit einer LM329C 6.9[V] Präzisionsreferenz.
  
• Diese +44[V] werden nun nochmals mit einem weiteren "Fein"regler auf +32[V] geregelt.
  

Der Phono-Pre sieht also in seiner ersten Stufe eine Versorgungsspannung, die aus vier hintereinandergeschalteten Linearreglern kommt - und bei allen anderen Stufen sind es immer noch zwei hintereinandergeschaltete Linearregler - ist das nicht a bisserl viel Aufwand? Aber bei einem Verstärker, der laut Schaltbild sechs (!) Stück TO3 Linearregler allein für die Stabilisierung der Heizspannungen verwendet, sollte man solche Fragen nach dem Aufwand und anderen Ungewöhnlichkeiten wohl eher nicht stellen.......

Was sich mir allerdings immer mehr aufdrängt, je länger ich mich mit den Schaltungsdetails beschäftige: Das Gerät muß ein echter Heizofen sein.....und das als Vorverstärker! Das wird auch durch die Leistungsangabe hinten auf dem Netzteil (SP10-PS) untermauert: Da steht "130[W]".....

Ich hab' mal a bisserl das Pinseln angefangen, wie so ein Spannungsregler in modern aussehen könnte, der auch kurzschlußfest gegen Masse wäre und damit Kondensatoren an seinem Ausgang vertragen würde - was es erlauben würde, für alle Röhrenstufen zusammen nur einen einzigen Spannungsregler zu verwenden.

Grüße

Herbert

Moin Leuts,

Habe mal diese Schalte simuliert:
klick
Mit 293V Versorgungsspannung macht das Ding 1,49%Klirr bei 0,5V(eff) am Eingang (3,85V(eff) am Ausgang)... Was soll das ganze Silizium-Geraffel, wenn mit einer gemeinsamen Versorgungsspannung von 293V bei 100Ohm Impedanz 1,51% Klirr gegenüber 1,49% Klirr bei 1Ohm Impedanz der gemeinsamen Versorgungsspannung erreicht werden??? NIX.
Diese Schalte ist im höchsten Maße fragwürdig. (Kommt mir vor, wie etliche Fläche bestückter (aber funktionsloser) Leiterplattenfläche in diversen modernen Fernsehgeräten chinesischer Prioduktion.)
Sinn macht das Ganze nicht. Besser eine Marantz7C nachbauen! Meins wär das zwar auch nicht, aber sie ist in allen Belangen besser.
Klirr liegt bei der 7C bei ~0,1% (bei gleichem Pegel!)
Was Die da "resarched" haben??? Das mag ja ganz gut klingen, aber den Rundumaufwand muss man für so ein SCHEICE-Ergebnis nicht treiben.
1,5% Klirr kann man kostengünstiger erreichen

Gruß, Matthias

Hallo Matthias,

wir sind hier (erstaunlicherweise) einer Meinung.
Möglicherweise wurde aktiv versucht, Klangformung zu betreiben.
Andererseits, das Manual gibt eigentlich auch ordentliche Werte an. Woher kommen dann diese hohen Klirrwerte?

Der von mir gern hergenommene Radford SC22 erreicht bei 1,5V Ausgangsspannung 0,01% Klirr, für den Dynaco PAS3 gibt man ähnliche Werte an. Diese Geräte sind etwas einfacher gestrickt. Gehörmäßig völlig unauffällig, unterscheiden die sich nicht von ordentlichen Halbleitergeräten.


MfG
DB

Guten Morgen Herbert, guten Morgen Matthias

vielen Dank für Eure umfangreichen, und ich denke / hoffe auch für andere Mitleser
höchst interessanten Analysen zu dem Schaltungsaufwand der SP-10 Vorstufe.

Das ungewöhnliche Schaltungsdesign und der Aufwand den ARC bei der SP-10
im Netzteil und in den Vorstufen Sektionen getrieben hat war mein Grund dies
mal in einem Thread zur Diskussion zu stellen.

Für mich stellt sich wieder die Frage, was macht einen Röhren-Pre in der Gunst des
Audio begeisterten Musikliebhabers eigentlich aus? Die besten Klirr-Messwerte ?.

Matthias Simulation zeigt ein unbefriedigendes Klirr Verhalten. Ein solches lässt sicher mit
deutlich einfacheren Schaltungen, mit vielleicht 1/10 des Aufwands, aber mit wesentlich besseren Messwerten erzielen. Wie genannt z.B. Marantz M7 Schaltung

Die SP-10 habe ich leider noch nicht ausprobieren können, ein Hobby Kollege aus F schwört
seit 20 Jahren speziell auf das Phono Teil und auf die SP-10 an sich:?
Der SP-10 wird von den Fans eine nahezu magische betörende/betonte Mitten Darbietung nachgesagt, welche vor allem bei Klavierkonzert Aufnahmen ausserordenlich authentische
Musikerlebnisse bringen soll ?? Siehe DB´s Kommentar zwecks Klangformung..

Habe einen SP-10 DIY Clone wegen dem exotischen Ansatz ins Auge gefasst.
Wäre mal was anders.
Bei einem Marantz M7 DIY Projekt steht man gegen kommerzielle China M7 Vorstufen Clones.
Geräte die optisch / haptisch, mit oppulenten Materialeinsatz daherkommen werden gebraucht
für ~150-200Eu angeboten. z.B. Meixing / MingDa MC-7r und andere.

Bin mal gespannt wo mich das mit dem ala SP-10 DIY hinführen wird.
Grüsse und ein schönes Wochenende
Ernst

Nur kurz: Der technische Teil des Handbuches liest sich durchaus nicht so, als ob er von Marketing-Blendern geschrieben wurde. Unter anderem ist da von "Capacitance Multipliern" in den Reglern die Rede (ich interpretiere das mal als Gyratoren). Unter diesem Aspekt muß ich mir die Reglerschaltung nochmal genauer anschauen.

Grüße

Herbert

Moin,

Schon recht komisch, diese SP-10 Geschichte...
Wenn ich den JFET an den Gittern der Ausgangsröhre entferne, stellt sich ein viel geringerer Klirr (bie viel zu großer Verstärkung...braucht man in einer Line-Stufe tatsächlich 26dB?) ein. Wenn man da die Gegenkoppelung erhöhen würde, würde sich sicher ein Klirr von <0,01% erreichen lassen. Ist diese Schalte vielleicht wirklich "gesoundet"? Ich mag ja ein wenig K2 und ein gaanz klein wenig K3 1,5% wären mir jedoch zu viel.

Als erklärter Hasser von Gegenkoppelungen finde ich weder die AR, noch die Marantz-Geschichte ansprechend.
Bei mir würde eine "Line" so aussehen:

Oder so, wenn die 500V nicht erwünscht:


Ich denke, dass eine Verstärkung >10dB für eine Line-Stufe völlig ausreicht...Wenn man nicht iregendwelche "kaloriengebremste Schmartfones mit MP3-Geraffel" als Quelle benutzen möchte...Was dem HiFi-Gedanken eh widerspricht .
Da haben wir wieder die Sache mit der EINEN (ohne Gegenkoppelung), statt der DREI Stufen (mit Gegenkoppelung), für das Bessere Ergebnis (hinsichtlich entfallender (transienter) Intermodulationen)...Der Unterschied zwischen HiFi und HighEnd eben.

Ich muss leider keine 1,5% Klirr künstlich hinzufügen, sondern denke eher darüber nach, wie ich die 0,5 bis 1% Kirr, die in einer SE-Endstufe OHNE Gegenkoppelung entstehen, vermindert bekomme.,
Und, Ja, Klirrminimierung ist kein schlechter Ansatz, solange Gegenkoppelungen außen vor bleiben...

Gruß, Matthias

Edit:
Bilder neu eingestellt...

Hallo Matthias

vielen Dank für die Informationen zu der Auswirkung des Mosfets zwischen
1. ECC88 Anode und Kathode der 2. ECC88.

Wirkt der Mosfet als eine Art "lokaler" Gegenkopplung ?
habe ich so noch nie gesehen, wodurch entsteht durch die Schaltung der hohe Klirranteil ?

Der SP-10 wird ja ein gewisser "EQ Effekt" in den Mitten nachgesagt.

Der Antipoden Vorschlag einer pusistischen Line -Vorstufe mit der 2A3 und einer Anodendrossel
ist sehr interessant.
Mit welchem Ruhestrom hast Du die 2A3 Schaltung bemessen/simuliert ? Interessant
wegen der Auslegung der 600H Anodendrossel.

Ich hatte die Manley NeoClassic 300B Vorstufe, eine wunderschöne Line Vorstufe mit
einem wahrhaft bezaubernden Trioden Klang. Einziger Grund warum ich den Manley 300B Pre
nicht behalten habe war ein (mit den mir möglichen Eingriffen) nicht wegzubekommender Rest-Brumm
der sich mit meinen damaligen wirkungsgrad starken Hornlautsprechern nicht vertragen hat.

Grüsse Ernst

Moin Ernst,

Habe auch schon über diesen Transistor gegrübelt. Laut Simu stellt er eine gewisse Belastung der treibenden Röhre dar und zwigt dieser damit etwas Klirr auf... Möglich wäre auch, dass da jemand nur die Suppressor-Dioden dieses Transistors nutzt, um den Maximalpegel zu beschränken..."Sounden" tut das Teil in jedem Fall und somit wäre die SP-10 ohne, keine SP-10 mehr. Sollte man vielleicht wirklich mal in der Praxis untersuchen.

Die Drossel in der Simu mit der 2A3 entspricht der 62.15 von Reinhöfer. Also 11800Ohm Rdc und 55pF parasitärer Kapazität bei 10mA Ruhestrom. Gut, die Dinger, schon mehrere von verbaut.
Ich habe gerade solch eine Schalte mit (ER)300B aufgebaut (und auch gemessen) und die läuft momentan fast täglich. Allerdings in dem Entwurf ohne Anodendrossel (weil genügend Anodenspannung vorhanden). Die 2A3 habe ich wegen der geringfügig höheren Verstärkung und der geringeren Heizspannung vorgeschlagen. Die Sache mit dem Brumm schleicht sich gern durch die Heizung ein. Für meine Variante habe ich deshalb 5V Netzteil-Module (Schaltnetzteile!) im Einsatz. Mit 60mH Drossel ist auf der Heizung Totenstille.
So sieht das aus:


DHT Leistungstrioden sind durch ihre geringe Verstärkung, beste Linearität und geringen Innenwiderstand (Die 2A3-Schalte hat eine Ausgangsimpedanz von ca. 1,3kOhm, nicht viel schlechter als die SP-10 mit Gegenkoppelung und Kathodenfolger! (~1kOhm)) geradezu dazu prädestiniert, auch im Kleinsignal-Betrieb in einer Line-Stufe, zur Höchstform aufzulaufen!

Gruß, Matthias

Einen schönen Tag
einige Zeit ist vergangen.
Melde mich kurz zu meinem SP10 DIY Clone Projekt und habe dazu auch eine Frage.

Das aufwändiger geregelte Anodenspannungsnetzteil für den SP-10 Clone ist inzwischen
zusammen mit den LM317 Längsreglern für die ECC88 Heizungen als Testaufbau auf
der Werkbank in Betrieb und unter Last im Test.

Bestücke gerade die SP-10 Clone LineVorstufe.
Bei den Anodenspannungreglern für die ECC88 bin ich über
die 1N5157 Varicap/Abstimm-Dioden oben an den VCC/VEE Pins 7/4 des Opamps gestolpert.

Wie Herbert das beschreiben hat "hängt" die Regelschaltung ja unter der +305[V] VCC.
Deshalb bin ich ob der 1N5157 (die wohl sehr schlecht zu bekommen ist) jetzt vorsichtig.
Hier nochmals ein Auszug aus der SP10 Clone Schaltung.
(Die Pins 4/7 sind auf dem folgenden Bild unten vertauscht)


Meine Frage:
die Funktion der 1N5157 (Varicap) verstehe ich an der Stelle nicht
Nach Wiki wird bei der Abstimm-Diode durch Änderung der anliegenden Spannung eine Variation der Kapazität von ~10:1 erreicht. Eine elektrisch steuerbare Kapazität. Je nach Ausführung 10-300pF.

Könnte man anstatt der 1N5157 nicht eine Zener Diode nehmen ?.
Die 1N5157 liegt ja parallel (in Sperrrichtung) zu C2 /0,22uF und VCC/VEE des Opamps.
Macht die "Abstimmfunktion" der Diode dort überhaupt Sinn
Wie immer vielen herzlichen Dank für Euren Rat und Hilfe.
Grüsse Ernst

Servus Ernst,

warum da auch immer die Typenbezeichnung einer VariCap-Diode steht: In den Originalschaltbildern steht bei diesen Dioden (die ja immerhin auch ein Z-Dioden-Symbol zeigen): 24[V] / 5[W]. Also dürften das 24[V] / 5[W] Z-Dioden (eines nahezu beliebigen Typ und Herstellers) sein und keine VariCap-Dioden.

Diese 24[V] Z-Dioden legen zuallererst mal die Obergrenze der Betriebsspannung für den jeweiligen Operationsverstärker fest (deswegen hängen sie ja auch zwischen den Betriebsspannungspins 4 und 7 des jeweiligen OP-Amps), damit diese Betriebsspannung nicht lastabhängig "durch die Decke gehen" kann. Als Nebeneffekt ergibt sich natürlich auch noch eine gewisse Stabilisierung der Betriebsspannung des jeweiligen Operationsverstärkers.

Ich würde die BZW03D24 oder BZW03C24 von Vishay empfehlen - das ist eine kleine 6[W] Z-Diode, die allerdings wohl schlecht lieferbar ist:

https://www.vishay.com/docs/85602/bzw03.pdf

Eine Alternative wäre diese Diode da:

http://de.farnell.co...t14_Germany%2Fsearch

Grüße

Herbert

Hallo Herbert

vielen herzlichen Dank für die schnelle Rückmeldung, Deinen Rat und die Tipps
zu den Z-Dioden. Werde ich gleich bestellen.
Grüsse Ernst

Hallo Herbert

habe da noch eine Frage.
Bin dabei einen Ersatz für den D40K1 / NTE268 Darlington Transistor zu suchen.
Beide gibts kaum mehr, und wenn, dann nur bei Bauteile Brokern in den USA.

Weiter oben hast Du mich darauf hingewiesen :

dazu benötigt es SEHR hochverstärkende Reglertransistoren. Und das wurde durch die Kaskadierung eines D40K1 (Darlington) mit einem TIP41 gelöst - da kommt dann eine Summenstromverstärkung dieser Anordnung in der Gegend von über den Daumen gepeilt mindestens ca. 20000 zusammen

Dein Tipp war:
statt des D40K1 modernere Darlington-Transistoren zu verwenden. z.b. BD677
Ich habe den MPSA28 / MMBTA28 gefunden, welcher Ic "nur" 800mA kann, aber in
Bezug auf Hfe und die VEBO wohl recht nah am D40K1 ist.

MPSA28 Datenblatt

D40K1 Datenblatt

BD677 Datenblatt

Was wäre Deine Empfehlung dazu ?
Vielen herzlichen Dank im Vorraus für Deine Rückmeldung und Deinen Rat.
Grüsse Ernst

Werde die OP-Amp Längsregler jetzt mal mit den MMBTA28 Darlington Transistoren aufbauen.
Bin gespannt ob und wie das funktionieren wird.
Grüsse

Achtung: MMBTA28 ist SMD(!!) im SOT23 Gehäuse (also Hühnerfuttergröße) - da bringt man kaum Leistung in Form von Wärme weg. Wenn schon, dann MPSA29 https://www.onsemi.com/pub/Collateral/MPSA28-D.PDF (TO92 Gehäuse (da kann man bei Bedarf Kühlkörper drauf stecken), höhere Spannungsfestigkeit (100[V] statt 80[V]), gibt's auch beim Conrad: https://www.conrad.d...lington-1264949.html ).

Grüße

Herbert