Kleines Spaßprojekt KHV mit Bleistiftröhren (Entwurfsphase)

Servus Steffen,

da steckt ja schon eine Menge Arbeit von Dir drin. Ich werd' mal interessiert mitlesen (und vielleicht ab und an mitschreiben) - allerdings habe ich keine eigenen praktischen Selbstbauerfahrungen mit Bleistiftröhren (insbesondere, was deren elektrische Belastbarkeiten / Wärmeabfuhr und deren richtigen Einbau - u.a. ohne mechanische Spannungen auf den Anschlußdrähten - betrifft).

Ich hab' einen 64 Jahre alten Flugfunkempfänger Typ 731S24ED von Becker von 1959 (als Bestandteil des bordseitigen Sende-Empfängers) https://www.radiomuseum.org/r/beckerflug_731_s24_ed_14v.html, da stecken 14 Stück EF731 drin (und ein einziger Transistor - in der ZF (1959!)) - da hab ich mal reingelinst, um festzustellen, wie seinerzeit die Profis solche Röhren (beschädigungs- sowie rüttel- und vibrationsgeschützt und rausfallsicher, dabei aber schnell reparierbar) eingebaut haben:







Interessant dabei: Für die Bleistiftröhren hat es also wohl mal ordentliche Fassungen für den professionellen Einsatz gegeben (ob da auch im "Hermann"-Verstärker Fassungen verwendet wurden oder ob da direkt an die Drähte der Röhren angelötet wurde, ist für mich auf dem Bild so genau nicht zu erkennen). Fassungen für diese Bleistiftröhren gäbe es z.B. hier zu kaufen: https://www.ebay.de/...tkp%3ABk9SR7yw2cS4Yg. Die beiden EF731 rechts dürften die Gegentakt-Audioendstufe sein - der Einstellschlitz in der Mitte zwischen diesen beiden Röhren dürfte zur Potiachse des Ruhestrom-Pots gehören - oder es ist vielleicht auch das Symmetrie-Pot, damit der Kern des Ausgangsübertragers (der wohl der Bauart nach keinen Luftspalt hat) in Summe absolut keine Gleichstromvorbelastung "sieht" und damit sehr klein (und - in der Fliegerei sehr wichtig - sehr leicht (der ganze Empfänger wiegt 3,2[kg])) bleiben kann. Dieser gekapselte (und damit auch geschirmte) Ausgangsübertrager ist auf den Bildern rechts oben in der Ecke zu sehen. Im Cockpit eines (Propeller)Fliegers aus dieser Zeit dürfte es laut gewesen sein - die Audioendstufe muß also wohl etwas "Brause" machen. Vielleicht ist das der Grund dafür, daß diese beiden Röhren (anders als die anderen vier) nicht in einer metallischen Abschirmhülse stecken --> bessere Wärmeabfuhr?

Ich hatte zu diesem Gerät auch mal einen Unterlagenordner (da waren auch Schaltbilder drin) - aber wo der hingekommen ist? Bei Bedarf würde ich da aber mal gelegentlich danach suchen.....

Grüße

Herbert

Servus Herbert,

Dank Dir für Deine interessanten Ausführungen und Fotos.

Erstaunlich was man damals alles hierzulande so herstellte. Die kleinen (Abschirm?)"kisten" an den Röhrensockeln gefallen mir. Dass es für die Bleistiftröhren sogar Fassungen gibt, war mir neu. Bei den recht dünnen "Drähten", die man dann auch noch halbwegs bündig abschneiden muss, hätte ich das nicht vermutet. Aber wenn man in einem Flugempfänger solche Sockel eingesetzt hat, wird die mechanische und elektrische Stabilität der Verbindung wohl ausreichend erprobt worden sein.

Dass man in so einem kleinen Amp eine Gegentaktendstufe einsetzt, ist auch sehr interessant. Vermutlich wird der Mehraufwand für 2 Röhren und die Phasenumkehrstufe dann durch den kleineren (und leichteren) Ausgangsübertrager wettgemacht, wie Du es schon angedeutet hast.

Nach der EF731 habe ich gleich mal "gefahndet", scheint eine Pentode (Regelpentode zur Verwendung in HF-Verstärkern) zu sein.
Als CV477 / 5899 (lt. RM.org Vergleichtypen zur EF731) gibt es die Röhren wohl auch noch zu kaufen (ca. 9 €).

Mit Pentoden habe ich mich bisher (insbesondere was LT-Spice anbelangt) leider wenig befasst. Das Paint-Kit (mit dem man aus Kurvenscharen der Datenblätter LT-Spice-Modelle erzeugen kann) gibt es als Paint-Kip auch für Pentoden. Das habe ich allerdings noch nicht ausprobiert, auch weil durch den zusätzlichen Parameter der UG2 die Komplexität doch steigt.
Für einzelne Pentoden habe ich auch Kennlinien gesammelt, die in der Triodenbetriebsart aufgenommen wurden. Diese gibt es aber leider nur für wenig Pentoden. Meist haben Anwender die Triodenkennlinien erstellt, nur in wenigen Datenblättern habe ich sie abgedruckt gesehen (z.B. bei der Bleistiftröhre 6397 im Datenblatt von Raytheon).

Ein interessantes kleines Projekt von Gerhard Heigl habe ich noch gefunden (Klick). Er hat ein Mini-Radio mit zwei 6397-Pentoden (auch Bleistiftröhren) gebaut (zwar mit "Sand"-Tuner) aber (Bleistift)Röhrenendstufe.

Bis hierhin erst einmal.

Beste Grüße
Steffen

Hallo Steffen!

Da hast du dir ein cooles Projekt vorgenommen!
Bei Bleistiftröhren schlägt mein Herz sofort höher .
Ich wünsche viel Spass beim Umsetzen!

Falls es dich interessiert, bei erster Gitarrenamp habe ich mit Bleistiftröhren gebaut - und tönt super!
Mehr Details hier:
https://adrianimmler.simplesite.com/452104653/440939017

Lieber Gruss, Adrian

PS: Das eine oder andere Spice Modell von Bleistiftröhren hätte ich auch zu bieten, z.B. Doppeltriode 7963. Allerdings basiert auf Messungen von Einzelmustern, wodurch zu den Datenblattkurven gewisse Abweichungen bestehen. Melde dich einfach falls du die willst.

Hallo ,
es gibt sogar Fassungen mit Kühlung .
MfG , Alexander .

Hallo Adrian,

Wow, da hast Du einen extrem schönen kleinen Gitarren-Amp gebaut. Allein das Gehäuse ist ja eine Klasse für sich. Und die ganzen Bauteile auf der, von den Abmessungen her doch recht kleinen Platine, unterzubringen ... Respekt!
Ich würde mal denken, das Teil in (Klein)Serie würde sich auch sehr gut verkaufen lassen.

Die Schaltung versuche ich gerade zu verstehen. Die quasi symmetrische Betriebsspannung von +56V an den Anoden und -57V direkt an den Kathoden der Endpentoden macht das etwas schwieriger für mich.

Wegen der Ausgangsübertrager habe ich mal kurz überschlagen. Das Foto zeigt einen Telema-Ringkerntrafo mit primär 2x115V und sekundär 2x7V. Damit hätten wir ein Übersetzungsverhältnis Ü von 16,4 (115V/7V). Für eine Sekundärimpedanz von 4 Ohm erhalte ich 1kOhm für die Primärimpedanz (16,4^2 x 4 Ohm) die jede Pentode im Anodenzeig "sieht". Das erscheint mir recht gering, ist denn meine Überschlagsrechnung so korrekt?

Die 5902 hatte ich oben bei meiner ersten Recherche sogar mit ausgeführt, wegen ihres günstiges Preises.

Deine LT-Spice-Modell-Entwicklungen habe ich größtenteils hier im Forum beindruckt mitverfolgt. An dieser Stelle auch noch mal ein Dankeschön, dass Du Deine Arbeiten hier (und auf Deiner Website) und die Modelle zur Verfügung stellst.

Ich denke, dass reale Messungen immer besser sind. Der Weg über Paint-Kit bzw. Paint-Kip anhand der Kurvenscharen der Datenblätter die Modellparameter zu bestimmen ist oft etwas "tricky", da man mit den Modell-Kurven auch nach vielen Variationen der Modell-Parameter den Verlauf der Datenblattkurven nur näherungsweise (ab und zu auch nur grob) erreicht. Oft hatte ich auch den Eindruck, dass ich bei z.B. zwei Versuchen mit Änderungen von 3 anderen Parametern (als im ersten Versuch) über die virtuellen Tool-Schieberegler dennoch relativ ähnliche Kurvenansichten erhalte.


Hallo Alexander,

die Fassungen mit (oder als) Kühlkörper sind ja auch interessant. Auf dem Foto von Herberts Flugfunkempfänger sind die meisten Röhren ja auch mit einer Art Kupferblech "ummantelt", haupsächlich wegen der Schirmung denke ich mal, aber evt. auch aus Gründen der Wärmeableitung. Möglicherweise ist die Wärmeableitung bei den kleinen Bleistiftröhren schwieriger wegen der kleineren Abstrahlfläche des Gehäuses. Die 5718 als Triode soll laut Datenblatt eine Anodenverlustleitung von 3,3 Watt ermöglichen. Die Pentode 6397 ist mit 1,5 Watt angegeben, die 5902 sogar mit 4,0 Watt. Das erscheint mir sehr viel für so kleine Röhren.


Beste Grüße
Steffen

Hallo Steffen

Von den Formeln her liegst du schon richtig, bloss dass halt an der Mittelanzapfung der Trafoprimärseite 17V statt 57V anliegen. Meine Absicht war, dass die Anoden auch bei Vollauslenkung nie mehr als 60V Spannungsdifferenz zu PE haben - um gefahrfrei zu bleiben.
Mittlerweile sehe ich die Sache deutlich entspannter, seit ich meinen elektronischen Würfel (mit Nixie) gemacht habe. Der lief mit +/-120V, und gelegentlich hatte ich Berührung mit den Versorgungen - wobei das nur leicht spürbar war, also weit weg von "gefährlich".

Gruss Adrian

Adrian_Immler (Beitrag #7) schrieb:

...Meine Absicht war, dass die Anoden auch bei Vollauslenkung nie mehr als 60V Spannungsdifferenz zu PE haben - um gefahrfrei zu bleiben. ...

Hallo Adrian,

das macht Dein Schaltungskonzept dann für mich erklärlicher. Ich bin da bei meinen Kopfhörerverstärkern auch eigentlich immer extremst vorsichtig, einige haben einen Potential-freien Ausgang (also extra kein NFB vom Ausgnagsübertrager zurück) und bei dem OTL-Amp habe ich extra einen "Glimmlampen-Optokoppler" eingebaut mit nachfolgendem Schwellwertschalter und Relais, welches im Notfall den Ausgang kurzschließt so dass die Ausgangssicherungen den Kopfhörer von Spannung trennen.

Dein "Röhren-Würfel ist auch sehr interessant und vor allem eindrucksvoll.

Ich habe mich zwischenzeitlich mal mit paint-kip und der Subminiatur-Pentode 5902 befasst. Die Kennlinienschar aus dem Datenblatt habe ich als Ausgangsbasis genommen. Die Angleichung der Parameter von paint-kip zur Deckungsgleichheit ist aber hier noch schwieriger als bei den Trioden.



Weiterhin "schimpft" mein LT-Spice mit der Modelldatei. Es erscheint die Meldung "Port(pin) count missmatch between the definition of subcircuit "5902" and instance "xu3". The instance has fewer connection terminal than the definition" Ich verwende das Tetrode-Symbol als der LT-Spice-Standardbibliothek (tetrode.asy). Dieses hat 4 Connectoren, die Subckt-Defintion der Modelldatei eigentlich auch (.SUBCKT 5902 P G2 G K). Daher weiß ich nicht so recht, was hier falsch lief.

Beste Grüße
Steffen

Model-Datei aus paint-kip (mir Abwandlungen) für die 5902-Pentode:

Geschützter Hinweis (zum Lesen markieren): * Created on 08082023 1908 using paint_kip.jar * dmitrynizh_comtubeparams_image_htm * Plate Curves image file * Data source link plate curves URL ---------------------------------------------------------------------------------- .SUBCKT 5902 P G2 G K ; LTSpice tetrode.asy pinout * .SUBCKT 5902 P G K G2 ; Koren Pentode Pspice pinout + PARAMS MU=588.8 KG1=203.5 KP=12.39 KVB=15.48 VCT=0.688 EX=1.12 KG2=4200 KNEE=12 KVC=2.57 + KLAM=2E-6 KLAMG=3E-4 KNK=-0.044 KNG=0.006 + CCG=3P CGP=1.4P CCP=1.9P RGI=2000.0 * Vp_MAX=350 Ip_MAX=250 Vg_step=4 Vg_start=0 Vg_count=10 * X_MIN=65 Y_MIN=13 X_SIZE=657 Y_SIZE=425 FSZ_X=1210 FSZ_Y=738 XYGrid=true * Rp=5865.89 Vg_ac=20 P_max=4 Vg_qui=-18 Vp_qui=45 * showLoadLine=y showIp=y isDHP=n isPP=n isAsymPP=n isUL=n showDissipLimit=y * showIg1=n isInputSnapped=y addLocalNFB=n * XYProjections=n harmonicPlot=y dissipPlot=n * UL=0.43 EG2=150 gridLevel2=n addKink=n isTanhKnee=n advSigmoid=n ---------------------------------------------------------------------------------- RE1 7 0 1G ; DUMMY SO NODE 7 HAS 2 CONNECTIONS E1 7 0 VALUE= ; E1 BREAKS UP LONG EQUATION FOR G1. +{V(G2,K)KPLOG(1+EXP((1MU+(VCT+V(G,K))SQRT(KVB+V(G2,K)V(G2,K)))KP))} RE2 6 0 1G ; DUMMY SO NODE 6 HAS 2 CONNECTIONS E2 6 0 VALUE={(PWR(V(7),EX)+PWRS(V(7),EX))} ; Kg1 times KIT current G1 P K VALUE={V(6)KG1ATAN(V(P,K)KNEE)(1+KLAMGV(P,K))+KLAMV(P,K)} * Alexander Gurskii screen current, see audioXpress 22011 RE4K 4K K 1G ; Dummy, per Alex request E4K 4K 4 VALUE={0} ; Dummy, per Alex request G4K 4K K VALUE={V(6)KG2(KVC-ATAN(V(P,K)KNEE))(1+KLAMGV(P,K))} RCP P K 1G ; FOR CONVERGENCE C1 K G {CCG} ; CATHODE-GRID 1 C2 G P {CGP} ; GRID 1-PLATE C3 K P {CCP} ; CATHODE-PLATE R1 G 5 {RGI} ; FOR GRID CURRENT D3 5 K DX ; FOR GRID CURRENT } .MODEL DX D(IS=1N RS=1 CJO=10PF TT=1N) .ENDS $

Hallo Steffen

Zum Dodekaeder-Amp-Schema ist zu sagen, dass mir da noch einige Anfängerfehler unterlaufen sind. Insbesondere DC-belastete Potis solltest du mir nicht nachmachen - die "kratzen" sehr laut wenn man sie bedient!

Betreffend deinem 5902 Modell, dass nicht laufen will, weiss ich auch nicht wo es klemmt. Habe jedenfalls ein altes i2 Modell von mir hervorgekramt, dass allerdings noch den Bug innehatte, dass es bloss bei geerdeter Kathode stimmt. Daher habe ich die Parameter kopiert und in ein .i3 Modell eingesetzt, so dass dieser Bug behoben ist.
Ein kurzer Check der Kennlinien hat mir gezeigt, dass der Anodenstrom recht gut stimmt, auch in Triodenschaltung. Der Ig2 ist allerdings zu hoch, etwa 50%. Und der Sekundäreffekt ist auch nicht nachgebildet. Aber vielleicht ist es dir ja trotzdem nützlich.

Lieber Gruss, Adrian

.subckt 5902.i3 P G2 G1 K
.params
*Parameters for the space charge current @ Vg <= 0
+ mu1 = 5.5 ;Determines the voltage gain @ constant Ia
+ rad = 570 ;Differential anode resistance, set @ Iad and Vg=0V
+ Vct = -1.4 ;Offsets the Ia-traces on the Va axis. Electrode material's contact potential
+ kp = 29 ;Mimics the island effect
+ xs = 1.6 ;Determines the curve of the Ia traces. Typically between 1.2 and 1.8
*
*Parameters for assigning the space charge current to Ia and Ig @ Vg > 0 and small Va
+ kB1 = 0.30 ;Describes how fast Ia drops to zero when Va approaches zero.
+ radl = 320 ;Differential resistance for the Ia emission limit @ very small Va and Vg > 0
+ tsh = 12 ;Ia transmission sharpness from 1th to 2nd Ia area. Keep between 3 and 20. Start with 20.
+ xl = 1.3 ;Exponent for the emission limit
*
*Parameters of the grid-cathode vacuum diode
+ Rg1i = 100 ;Internal grid1 resistor. Causes an Is reduction @ Ig > 0.
+ kg1 = 4k1 ;Inverse scaling factor for the Va independent part of Ig (caution - interacts with xg!)
+ Vctg1 = -0.7;Offsets the log Ig-traces on the Vg axis. Electrode material's contact potential
+ xg1 = 1.7 ;Determines the curve of the Ig slope versus (positive) Vg and Va >> 0
+ VT = 0.1 ;Log(Ig) slope @ Vg<0. VT=k/q*Tk (cathodes absolute temp, typically 1150K)
*
*Parameters for the caps
+ cg1p = 0p2 ;From GE datasheet
+ cg1All= 7p5 ;From GE datasheet
+ cpAll = 8p5 ;From GE datasheet
*
*Parameters to enhance the triode model to a pentode model
+ mu2 = 30 ;1/mu2 is the fraction of Vp which together with Vg2i builds the virtual Triode-Anode Voltage
+ kB2 = 0.12 ;Describes how fast Ip drops to zero when Vp approaches zero.
+ Rg2i = 100 ;Internal grid2 resistor. Causes an Is reduction when Ig2 increases while Vp drops
+ fr2 = 95m ;determines the residual ig2 fraction @ high Va values
+ ftfr2 = 0 ;if fr2 showes a Vg2 dependancy, this can be considered with this parameter
*
*Parameters to mimic the secondary emission (inspired from Derk Reefmans approach)
+ co = 0.9 ;decribes the crossover region (Ise drop when Va increase). between 0 and 9
+ Vse=65 a=0 ;Va where the sec. emission is strongest. a=related Vg1 coefficient
+ Ise0=0 b=0 ;sec. emission peak current @ Vg=0. b=related Vg1 coefficient
+ Vg2ref = 250 ;Vg2 where the following coeffficients has no influence to the emission effect:
+ c = 0 ;Vg2 coefficient of a
+ d = 0 ;exp Vg2 coefficient of Ise0
+ e = 0 ;Vg2 coeff. of b
*
*Calculated parameters
+ Iad = 100/rad ;Ia where the anode a.c. resistance is set according to rad.
+ ks = pow(mu1/(rad*xs*Iad**(1-1/xs)),-xs) ;Reduces the unwished xs influence to the Ia slope
+ ksnom = pow(mu1/(rad*1.5*Iad**(1-1/1.5)),-1.5) ;Sub-equation for calculating Vg0
+ Vg0 = Vct + (Iad*ks)**(1/xs) - (Iad*ksnom)**(2/3) ;Reduces the xs influence to Vct.
+ kl = pow(1/(radl*xl*Ild**(1-1/xl)),-xl) ;Reduces the xl influence to the Ia slope @ small Va
+ Ild = sqrt(radl)*1m ;Current where the limited anode a.c. resistance is set according to radl.
*
*Space charge current model
Bggi GG1i 0 V=v(G1i,K)+Vg0 ;Effective internal grid voltage.
Bahc Ahc 0 V=uramp(v(P,K)/mu2+v(G2i,K)) ;voltage of the virtual triode anode, hard cut to zero
Bst St 0 V=max(v(GG1i)+v(Ahc)/(mu1), v(Ahc)/kp*ln(1+exp(kp*(1/mu1+v(GG1i)/(1+v(Ahc))))));Steering volt.
Bs Ai K I=ft1()/ks*pow(v(St),xs) ;Langmuir-Childs law for the space charge current Is
.func ft1() {1+(1+tanh(4*v(GG1i)))/38} ;Finetuning-function for better overall fit at pos Vg
*
*Anode current limit @ small Va
.func smin(x,y,n) {pow(pow(x+1f, -n)+pow(y+1f, -n), -1/n)} ;Min-function with smooth trans.
Ra A Ai 1
Bpl G2i P I=i(Rp) - smin(1/kl*pow(v(P,K),xl),i(Rp),tsh);Ia emission limit
*
*Grid model
Rg1i G1 G1i {Rg1i} ;Internal grid resistor for "Ia-reduction" @ Vg > 0
.func Ivd(Vvd, kvd, xvd, VTvd) {1/kvd*pow(VTvd*xvd*ln(1+exp(Vvd/VTvd/xvd)),xvd)} ;Vacuum diode function
Bg1vd G1 K I=Ivd(v(G1,K)+Vctg1-1m*sqrt(v(Ahc)), kg1, xg1, VT) ;Grid-cathode vacuum diode
.func ft2() {7*(1-tanh(3*(v(G1,K)+Vg0)))} ;Finetuning-func. improves ig-fit @ Vg near -0.5V, low Va.
Bg1r G1i Ai I=ft1()*ivd(v(GG1i),ks, xs, 0.8*VT)/(1+ft2()+kB1*v(Ahc));Is reflection to grid when Va appr. zero
Bs0 Ai K I=ft1()*ivd(v(GG1i),ks, xs, 0.8*VT)/(1+ft2()) - ft1()/ks*pow(v(GG1i),xs) ;Compensates neg Ia
*@ small Va and Vg near zero
*
*additional model parts necessary for a pentode
Rg2i G2 G2i {Rg2i}
Rp P A 1
Bg2r G2i A I=i(Ra)*((1-frg2())/(1+kB2*max(0,v(P,K))) ) ; Va dependable ig2 part, reflected from the plate
Bg2f G2 A I=i(Ra)*frg2() ; Va independable ig2 part. Not to lead this current over Rg2i improves convergence
.func frg2() {fr2*exp(ftfr2*(v(G2,K)-250))}

*model for secondary emission effect
*nomalizing function nf(sh) ensures that the peak of y=x*(1-tanh(sh(x-1)) is always at x=1 while sh=0..9
.func nf(z) {609m/z + 293m + 107m*z - 5.71m*z*z}
.func sh() {pow(co,2)} ;results in a more linear control of the cross over region with the param co
Bsee G2 P I=Ise()*nf(sh())*x()*(1-tanh(sh()*(nf(sh())*x()-1))) / (nf(sh())*(1-tanh(sh()*(nf(sh())-1))))
.func Ise() {smin(uramp(Isef() - bf()*v(G1,K)),0.98*i(Rp),2)} ;avoides neg. Iplate caused by strong sec. em.
.func x() {v(P,K)/(1m+uramp(Vse-af()*v(G1,K)))}; moves the sec emission peak to the wanted voltage Vsep
.func af() {a + c*(v(G2,K)-Vg2ref)}
.func Isef() {Ise0 * exp(d*(v(G2,K)-Vg2ref))}
.func bf() {b + e*((v(G2,K)-Vg2ref))}
*
*Caps
C1 G1 P {cg1p} ;from datasheet
C2 G1 K {cg1All/2} ;most datasheets gives a cap "g1 to all except plate". As this model does not consider the
*heater or the ambient as further electrodes for parasitic caps, best way is to assume this " g1 to all" cap
*as it would be half to cathode and half to g2.
C3 G1 G2 {cg1All/2}
C4 P K {cpAll/2} ;most datasheets gives a cap "plate to all except g1". As this model does not consider the
*heater or the ambient as further electrodes for parasitic caps, best way is to assume this " plate to all" cap
*as it would be half to cathode and half to g2.
C5 P G2 {cpAll/2}
.end

Hallo Adrian,

hab vielen Dank für das sehr ausführliche LT-Spice-Modell der 5902. Das Modell läuft auf jeden Fall schon mal mit meiner tetrode.asy in LT-Spice.

Ich habe mal ein wenig simulativ "gebastelt" ... zunächst nur die 5902. Eingangsspannung 3V Amplitude. Ich erhalte 388mW in 600Ohm mit einer THD von 2,5% (ü vom Übertrager 8,3, 40H zu 600mH, angenommen). Ub=250 Volt und Ug2=60V Bei der geringen Ug2 erhielt ich die besten Resultate.



Leider gibt es in den Datenblättern immer nur Kurvenscharen für wenige Ug2 (hier für 150V und 100V), so dass ich die Arbeitsgerade auf dem Papier schwer zeichen kann. Ich hätte das sonst gern mal gemacht.

Im Weiteren habe ich mal eine 6112 (Doppeltriode mit gemeinsamer Kathode) als LTP vorgeschaltet und gegengekoppelt. Das sieht dann wie folgt aus:



Die Schaltung liefert simulativ 310 mW in 600 Ohm bei einer THD von 0,6% (Eingangsspannung des Amp: 300 mV Amplitude). Das scheint mir gar nich so übel.
Nur weiß ich halt nicht, ob ich mit meinen Übertragerwerten in LT-Spice auch in die Nähe der Werte des realen Übertragers (Grundig Netztrafo) mit DIY-Luftspalt komme.
Ich weiß auch leider nicht, ob meine Arbeitspunkte der Röhren so in Ordnung und Praxis-tauglich sind, da ich sie mehr oder weniger in LT-Spice per Try-And-Error "gewürfelt" habe.
Im Trioden-Modus hätte ich die 5902 an meinem geplanten KHV zwar lieber gesehen, das scheint aber wegen meines angedachten Übertragers und dessen Übersetzungsverhältnis leider nicht möglich zu sein.

Beste Grüße
Steffen

Hallo Steffen ,
gemeinsame Kathode ? Meines Wissens und auch laut Datenblatt haben die Doppeltrioden 6111 , 6112 und 6021 getrennte Kathoden ( Pin 5 und 4 ) :

https://frank.pocnet.net/sheets/009/6/6112.pdf

Die 6021 gibt es auch als russische Version 6N16 .
MfG , Alexander .

EL3010 (Beitrag #11) schrieb:

... Meines Wissens und auch laut Datenblatt haben die Doppeltrioden 6111 , 6112 und 6021 getrennte Kathoden ( Pin 5 und 4 ) ... "

Hallo Alexander, Dank Dir für den Hinweis. Ich hatte "irgendwie" bei der Betrachtung des Symbolbildes im Datenblatt der 6112 versehentlich die Heizung für die Kathode gehalten und hab mich deshalb zu der Aussage mit der gemeinsamen Kathode "hinreißen" lassen.

Zu den russischen Vergleichstypen von Bleistiftröhren will ich auch noch mal schauen.

Beste Grüße
Steffen

EL3010 (Beitrag #11) schrieb:

(...) Die 6021 gibt es auch als russische Version 6N16 .

Hier sei noch darauf hingewiesen, dass die 6N16 keine Drop-In Alternative zur 6021 ist, wegen anderer Pinbelegung und Teilkreis Geometrie der Pins. Wobei das bloss bei gesockelter Verbau-Variante ein wirkliches Thema ist - bei direktem Einlöten lassen sich die Drähte ja passend zurechtbiegen/auskreuzen. (Allerdings leidet dann das nicht improvisiert wirkende Erscheinungsbild - das Auge "hört" ja mit )

Steffen,
betreffend deinem Wunsch nach einer Last-Geraden in einem Vg2=60V Ia-Diagramm kann ich dir helfen.

Mt dem folgenden spice-Befehl kannst du dir das entsprechende Diagramm selber machen (Vg2 auf 60V gelegt, Kathode auf Masse, Vg ist die Gitterspannungsquelle, Va die Anodenspanungsquelle):

.dc Va 0 300 1 Vg -12 0 2

Gruss Adrian

Hallo Adrian,

hab vielen Dank für den guten Hinweis. Ich habe das auch gleich mal versucht ... Mein LT-Spice warnt irgendwie:

WARNING: bad call of user defined function in: "pow(pow([x+]1f,-n)+pow(y+1f,-n),-1/n)"
.step vg=-12
.step vg=-10
.step vg=-8
.step vg=-6
.step vg=-4
.step vg=-2
.step vg=0



Dann ist mir die Diagramm-"Generierung" auch noch etwas unklar. Am liebsten wäre mir die klassische Darstellen, wie in den Datenblättern, also Ia auf der y-Achse, Ua auf der x-Achse und alle Kennlinien als Kurvenschar in Abhängigkeit von Ug. Irgendwas mache ich da noch falsch, fürchte ich.

Beste Grüße
Steffen

Hallo Steffen

Nach ein Wenig "Brüten" über der sonderbaren Fehlermeldung könnte ich vielleicht die Lösung haben:

LTspice (ab einer gewissen Version) reserviert den Namen x für besondere Funktionen. D.h. man darf X nicht als Name für beliebige Parameter verwenden, was mir vor Jahren aber passiert ist - und nu mittels copy/paste wieder in das 5902 Modell reingerutscht ist.

Bitte öffne doch mal das File mit dem spice code der 5902, und ersetzte die bemängelte Zeile mit folgender:
.func smin(z,y,k) {pow(pow(z+1f, -k)+pow(y+1f, -k), -1/k)}

Da ist nun das x ersetzt durch z - und sollte nun funktionieren.
Komisch nur dass du das Modell mit x drinnen ja bereits laufen hattest?? Ohne Fehlermeldung?

Lieber Gruss, Adrian

Moin, Steffen,

Dann ist mir die Diagramm-"Generierung" auch noch etwas unklar. Am liebsten wäre mir die klassische Darstellen, wie in den Datenblättern, also Ia auf der y-Achse, Ua auf der x-Achse und alle Kennlinien als Kurvenschar in Abhängigkeit von Ug. Irgendwas mache ich da noch falsch, fürchte ich.

In der Tat... Du solltest Dir den Anodenstrom anzeigen lassen, also nicht "V(n003)", sondern I(Va)...

Gruß, Matthias

Hallo Adrian,

Dank Dir fürs "Brüten".
Es hat auch geholfen, mit der Änderung "schimpft" LT-Spice nicht mehr via Warnung. Allerdings scheint mir die Änderung wenig bis keinen Einfluss auf die Kurven zu haben.
Die Schaltung mit dem Originalmodell 5902.i3 (n statt k in func smin(z,y,k))( Klick) funktionierte in LT-Spice ja prinzipiell auch, nur es kam dort auch die Warnung (keine Fehlermeldung) durch LT-Spice. Da die Ergebnisse der Simulation plausibel aussahen, hatte ich hier auch noch nicht weiter gefragt. Erst bei der modellbasierten Kennlinien-Generierung der Pentode erhielt ich unplausible Kennlinien. Die Ursache lag hier aber leider an "meiner einer Dummheit", weil ich nicht sie Stromzange für Strommessung für den Anodenstrom "erwischt" hatte sondern auf die Gitterspannung, bei mir V(n003), klickte. Matthias hat da den "Nagel auf den Kopf getroffen".

Pentode Kennlinien Adrian-Modell 5902.i3 mit LT-Spice-Warnung


Pentode Kennlinien Adrian-Modell 5902.i3 ohne LT-Spice-Warnung



Moin Matthias,

schön Dich auch hier im Thread begrüßen zu können.

In der Tat... Du solltest Dir den Anodenstrom anzeigen lassen, also nicht "V(n003)", sondern I(Va)...

Ganz genau so war es auch ... "Asche auf mein Haupt". Das kommt davon, fürchte ich, wenn man über 1 Jahr Nichts mehr mit LT-Spice gemacht hat.

Beste Grüße
Steffen

Hallo Zusammen,

die vorige Woche war doch noch einmal sommerlich, daher habe ich die Freizeit doch lieber im Freien am Teich verbracht also vor LT-Spice.

Heute Abend war es wieder kühler, daher habe ich mal versucht eine Arbeitsgerade in die Kennlinienschar der Pentode zu konstruieren ...

Ug2= 60V
Ua_DC = 250V sowie Ia_DC = 14mA (orangene Arbeitsgerade)
Ra = dUa / dIa = 250V / 14mA = 40kOhm -> fix wegen Ausgangsübertrager (ü: 8,3 = (240V / (14,9 V + 13,7 V))).
Ug1=-6,5V


Mit NF-Eingangsspannung simuliert hatte ich das auch schon mal (vgl #10)). Simulativ ergab sich:
Eingangsspannung 3V Amplitude. Ich erhalte 388mW in 600Ohm mit einer THD von 2,5% (ü vom Übertrager 8,3, 40H zu 600mH, angenommen).


Nun ist die Frage, kann man das so machen und ist die Simulation realistisch? Und geht das "irgendwie" noch besser? Mich besorgt ein wenig die hohe Primärimpedanz von 40kOhm.

Beste Grüße
Steffen

Moin Steffen,

Habe mich mal ein wenig mit dem Thema befaßt.
Hier gibt es ein paar technische Daten zu Deinen Kopfhöhrern.
Da steht was von Nennleistung 200mW. Was hast Du also mit 300-400mW vor, nicht nur Deine Ohren, sondern auch die AKG nachhaltig schädigen? Die Dinger haben einen Kennschalldruckpegel von 88dB/mW, also 88dB Schalldruckpegel bei EINEM MILLIwatt... das ist schon deutlich über Zmmerlautstärke... Was machen die Dinger dann bei 200mW, also der 200-fachen Leistung??? Hochohmige Kopfhörer brauchen Spannung, keine Leistung... Da reichen ein paar Milliwatt. Ich habe hier Sennheiser HD-800 mit einer Impedanz von 300Ohm. Die sind mit einem Nennschalldruckpegel von 102dB/1Vrms... Also 102dB bei 3,33mW... sooo viel blinder werden die AKG auch nicht sein.
300 bis 400mW an 600Ohm sind also etwas überambitioniert
Ist auch reichlich schwierig mit den gegebenen "Übertragern". Aber es würde sicher ganz brauchbar funktinieren. Allerdings nicht mit 250V/14mA mit der 5902 in Pentode. Du hast das ja schön simuliert... aber lege die Frequenz mal auf 50Hz und schaue, was passiert. Da bleibt dann nix mehr übrig, von den 300mW bei epischem Klirr... und das reißt auch keine Gegenkoppelung mehr rum.

Ich habe da mal mit der 5902 als Triode in der Endstufe rumgespielt:


Da sind die Induktivitäten des AÜ etwas realistischer angenommen (10H zu 150mH)... solche Netztrafos haben nie im Leben 40H Primärinduktivität! Und selbst mit den utopischen 40H wird das in Pentode gar nix.
Da haben wir dann gesunde ~70mW mit 0,5% Klirr... aber geh mal davon aus, daß Du kaum mehr als 10mW brauchen wirst

Gruß, Matthias

Rolf_Meyer (Beitrag #19) schrieb:

solche Netztrafos haben nie im Leben 40H Primärinduktivität! Und selbst mit den utopischen 40H wird das in Pentode gar nix.

Stimmt. Deswegen macht eine Zweckentfremdung von Netztrafos als Ausgangsübertrager auch nur mit dem niedrigen Impedanzniveau, das mit Trioden möglich ist, Sinn.

Grüße

Herbert

Ab 150 Hz kann man auch Ringkern-Netztrafos sehr gut als AÜ bis über 20 kHz einsetzen. Im Tieftonbereich sind Transistor Endstufen sowieso jeder Röhren Endstufe überlegen.

Dago

Servus Matthias,

insgeheim hatte ich ja gehofft, dass Du Dir das mal genauer anguckst.
Hab vielen Dank dafür und für das Simulieren.

Ich habe das auch gleich mal nachvollzogen, mein LT-Spice zeigt jetzt ein ähnliches Resultat (kleinere Abweichungen evt. durch die Übertragerparameter wie Serien- und Parallelwiderstand sowie Kapazität). ... Mein FFT-Diagramm präsentiert sich aber etwas anders ... irgendwas ist da in meiner Simualtion noch "faul".



So in etwa liegt dann sicher die Arbeitsgerade (5902 als Triode geschaltet), vermute ich ...


Triodenkennlinien auf Basis von Adrians Pentoden-Modell der 5902 (5902.i3). Vielen Dank nochmal an Adrian für das Modell.

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Dass an meinen sagenhaften 388mW@600Ohm bei einem Klirr von 2,5% produziert von einer Miniröhre irgendetwas nicht passen kann, befürchtete ich ja schon. Vielleicht sollte ich mir doch angewöhnen mir immmer auch gleich die Bodediagramme anzugucken. Du hast Recht bei 50Hz sagt mein LT-Spice: 99 mW bei 79,8% THD (bei 40H zu 600mH). Bei 10H zu 150mH sind es "satte" 8mW bei 79,5% THD. Das ist schon krass.

Die "Quadratur des Kreises" scheint mir das "Abwägen" der Primärinduktivität im Verhältnis zum Ra zu sein. Ich fand die Formel: Ra = 2 x Pi x f x L

Für mein Ra von 40kOhm erhalte ich dann bei einer Induktivität von 10H "sagenhafte" 637 Hz als untere Grenzfrequenz (40000 Ohm / (2 x Pi x 10 H)).

Was ich jetzt gern wissen würde. ...
Was ist im Triodenmodus jetzt anders? Die Simulation mit der Triode funktioniert deutlich besser als meine mit der Pentode. Das Übersetzungsverhältnis des Trafos, die Primärinduktivität und Ra sind aber unverändert. Ich hatte immer gedacht Pentoden sind besser geeignet, um hochohmige Ra zu handhaben, bzw. erfordern sogar hochohmigere Arbeitswiderstände.
Auch wenn ich in meiner ursprünglichen Pentodensimulation mal utopische 200H zu 3H als Induktivitäten nehme, bekomme ich zwar 353mW@600Ohm bei 50Hz aber auch bei einem Klirr von 80,1%. Wenn ich das Eingangssignal reduziere auf 1V_Ampl erhalte ich 43mW@600Ohm bei 80% Klirr (nur Endstufe, keine GK). Also Klirr ohne Ende.

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Mit den 200mW war nur so eine "Hausnummer" von mir. Allerdings wollte diesmal etwas Reserve.

Ich hatte mir ja mal eine größere Kiste an KHV gebastelt mit ECC81 und 6n6p ( Klick). Dabei hatte ich Standard-RKT umgewickelt und sekundär den Bias kompensiert mit (Halbleiter-) CCS. Laut meinen damaligen Simulationen macht das Teil 170mW@600Ohm bei 0,22% THD. Am realen Amp hatte ich leider nicht mehr gemessen. Allerdings ist es so, dass ich gerade mit den 600-Ohm-AKGs ab und an gern lauter gehört hätte. Der Amp kam da schon an seine Grenzen, mein Kathodenfolger mit 6080, den ich als 2ten DIY-KHV für die AKGs habe, leider auch.
Nun weiß ich nicht, ob meine Taubheit schon vorangeschritten ist oder ob die simulierte Leistung von der Leistung, die der KH real abgibt, abweicht. Bei den selbst aufgebrachten Wicklungen auf den RKT ist das schon denkbar. Die 32-Ohm-Hörer am entsprechen Wicklungsabgriff tönen hingegen ganz ordentlich laut. Ganz Aufdrehen kann ich den Amp nicht, wenn meine Veho Z8 (32 Ohm) angeschlossen sind, das würden auch meine Lauscher mir nicht verzeihen.

Die AKG240 sind halboffen als Bauweise, evt. macht das auch noch etwas aus ...

P[mW] / I [mA] / U [V]
100 / 12,91 / 7,75
200 / 18,26 / 10,95
300 / 22,36 / 13,42

Für 100mW braucht es dann 13Vrms -> 18,4Vamp -> 36,8Vss

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Wegen der Übertrager ... die Grundig-Teile hatten mir gefallen, klar wegen dem Preis, weil ich sie "Zersägen" kann und weil den Fotos nach zu urteilen keine Kammertrennung vorhanden ist.

Es gäbe da auch noch Elma TT Trenntrafos (Klick) ...
Einen davon habe ich sogar noch hier liegen (vor 3 Jahren haben die noch die Hälfte gekostet ). Bei 230V zu 115V hätte ich ein ü von 2 und bei 600Ohm sekundär 2,4kOhm primär als Ra. Das wäre dann schon eine andere Hausnummer als die 40kOhm, die ich mit den Grundig-Teilen bekomme. Leider sind die Elma TT Trenntrafos im 2-Kammersystem aufgebaut.
Beim "Sparbrötchen" hattest Du mit diesem Trafo von elma TT (in zersägter Ausführung), glaube ich, gute Erfahrungen gemacht. Dieser Trafo hat im Gegensatz zum Trenntrafo von elma TT keine zwei Kammern. Aber diese Variante hat für die 600-Ohm-Höhrer ein zu hohes Übersetzungsverhältnis, denke ich.

Bis hier hin erst einmal und besten Dank fürs "Einklinken"...

Beste Grüße
Steffen

Servus Dago,

Dago64 (Beitrag #21) schrieb:

Ab 150 Hz kann man auch Ringkern-Netztrafos sehr gut als AÜ bis über 20 kHz einsetzen. Im Tieftonbereich sind Transistor Endstufen sowieso jeder Röhren Endstufe überlegen.

Naja - a bisserl weiter runter als 150[Hz] kommt man mit der Frequenz schon, wenn man die Eigenschaften von Ringkern-Netztrafos, die als Ausgangsübertrager "zweckentfremdet" werden, von Haus aus bei der Schaltungsauslegung berücksichtigt (mindestens 50[Hz] mit Leistung müssen die Dinger ja auch bei bestimmungsgemäßem Gebrauch können). Mein Avatar zeigt den Leistungsfrequenzgang einer solchen Ringkern-Netztrafo-bestückten Schaltung (die ich vor vielen Jahren mal entwickelt und als Versuchsaufbau aufgebaut habe - H-Brücke mit 4 x EL34 in Klasse-A Triodenschaltung (Betriebsspannung 650[V]) mit Primärwicklung des AÜ im Brückenquerzweig) bei 10[W] Ausgangsleistung in 8[Ohm] (bei 17[W] wird die 1% Klirrgrenze gerissen, bei 22[W] ist dann Schluß):



Vertikal: 0,5[dB/Teil]. 16[Hz] bis 20[kHz] ~ +0/-0,3[dB]. 30[kHz] ~ -0,5[dB]. 70[kHz] ~ -1[dB]. 100[kHz] < -2[dB]. Der ~ 0,2[dB] "Nippel" nach oben bei ~ 9,5[kHz] ist die Streuspitze (Resonanzfrequenz) des Netztrafos. Der steile Abfall unterhalb ~ 15[Hz] ist nicht dem Ringkerntrafo anzulasten, sondern dem als "symmetrierender Meßverstärker" verwendeten UPGR Phsophometer von R&S - dieses Gerät macht unterhalb ~ 15[Hz] "dicht":



Grüße

Herbert

Servus Steffen,

Ste_Pa (Beitrag #22) schrieb:

Was ich jetzt gern wissen würde. ... Was ist im Triodenmodus jetzt anders? Die Simulation mit der Triode funktioniert deutlich besser als meine mit der Pentode. Das Übersetzungsverhältnis des Trafos, die Primärinduktivität und Ra sind aber unverändert. Ich hatte immer gedacht Pentoden sind besser geeignet, um hochohmige Ra zu handhaben, bzw. erfordern sogar hochohmigere Arbeitswiderstände.

Trioden haben - verglichen mit Pentoden - einen deutlich geringeren Innenwiderstand und kommen deswegen (bei identischer Vergleichsfrequenz) auch mit einer deutlich geringeren Primärimpedanz des Ausgangsübertragers zurecht. Eine Komponente, die in die wirksame Primärimpedanz eingeht, ist die Primärleerlaufinduktivität - und auch die darf bei einer (niederohmigeren) Triode deutlich kleiner sein wie bei einer (hochohmigeren) Pentode. Der induktive Blindwiderstand (das "X(L)") der Primärleerlaufinduktivität sinkt mit sinkender Frequenz - stellt also mit sinkender Frequenz einen zunehmenden Nebenschluß auf der Primärwicklung dar - und wenn die Quelle (z.B. eben eine Triode) niederohmiger ist, dann ist (verglichen mit dem Pentodenfall) auch der Einfluß dieses Nebenschlusses bei niedrigen Frequenzen geringer. Meine persönliche Faustformel bei der Auslegung der Primärseite von Ausgangsübertragern bei der niedrigsten geplanten Übertragungsfrequenz: Mindestens: X(L) = 1 x R(a), Besser: X(L) = 3 x R(a), Optimal: X(L) = 5 x R(a). Damit ergäbe sich für die Mindestanforderung X(L) = 1 x R(a) und 40[Hz] bei einem R(a) von 5[kOhm] eine erforderliche Mindestprimärleerlaufinduktivität von ~ 19,9[H] (bei 15[kOhm] R(a) bräuchte man dann schon ~ 60[H]). Deswegen haben gute Ausgangsübertrager, die im Tiefbaß noch Leistung können, oft auch Primärleerlaufinduktivitäten im dreistelligen Henry-Gebiet.

Ein Nebeneffekt des bei Trioden geringeren erforderlichen Impedanzniveaus: Auch die parasitären Wicklungskapazitäten gehen nicht mehr so stark in das Gesamtergebnis ein - sprich: Auch die Höhenwiedergabe verbessert sich.

Rolf_Meyer (Beitrag #19) schrieb:

solche Netztrafos haben nie im Leben 40H Primärinduktivität! Und selbst mit den utopischen 40H wird das in Pentode gar nix.

Da hat Matthias durchaus recht. Und deswegen muß bei Verwendung von Netztrafos der R(a) soweit wie möglich runter. Außerdem kann es sich meiner Erfahrung nach lohnen, bei der Auswahl des Ringkernnetztrafos hinsichtlich der Leistung etwas "zu spielen". Bei der Galerie von Ringkernnetztrafos, die ich hier vermessen habe, war es so, daß Exemplare für höhere Leistung oft auch mit höheren Primärleerlaufinduktivitäten daherkamen (da spielt nicht nur die Windungszahl eine Rolle, sondern (sehr deutlich) auch der Kernquerschnitt (und das Kernmaterial)). Also: Es kann (im Baß sowieso) helfen, leistungsmäßig einen deutlich größeren Trafo zu verwenden, als für die zu übertragende Leistung eigentlich erforderlich. Der hat dann auch geringere ohmsche Verluste, was sich positiv auf den Dämpfungsfaktor auswirkt (und die Verzerrungen werden auch geringer, weil der Kern - bezogen auf seine Magnetisierungsgrenze - nicht mehr so weit ausgesteuert werden muß). Man muß sich das bei Netztrafos immer vor Augen halten: Die sind für 50[Hz] gemacht - und bei voller Leistungsentnahme (als Netztrafo) sind 5% Klirr (was für Netzteile ja völlig wurscht ist) durchaus an der Tagesordnung.....das ist nicht eben der 20[Hz] / < 1% Audio-Betriebsfall.

Was natürlich bei Induktivitätsmessungen an geblechten Trafos generell zu beachten ist: Mit den üblichen Billig R/CL-Meßgeräten, die es so bei eBay gibt - oder mit 1[kHz] Meßbrücken und dergleichen - kommt man da wegen der üblicherweise lausigen Spulengüten von Trafos nicht mehr weiter - da erhält man häufig nur noch "Lottozahlen" als Ergebnis. Da braucht es deutlich aufwendigere Meßtechnik und / oder Meßverfahren. Aber dieses Thema haben wir ja hier schon mal gestreift: http://www.hifi-foru...read=5625&postID=1#1. Für eine halbwegs verläßliche Bestimmung der Induktivität von großen, verlustbehaften Induktivitäten (~ > 3[H]; z.B. Trafos und Drosseln) aus drei Wechselspannungsmessungen und anschließender Berechnung aus einem Formelsatz hab' ich mich hier im Forum auch schon mal ausführlicher ausgelassen: http://www.hifi-foru...ad=5755&postID=53#53

Grüße

Herbert

Die Induktivität von Netztrafos und Übertragern ist keine Konstante, sondern hängt extrem von dessen Aussteuerung ab. Je geringer die Aussteuerung, desto kleiner ist die Induktivität, da die komplexe Permeabilität des Eisens sich mit der Aussteuerung ändert.
Daher ist es auch nicht sinnvoll, mit den üblichen LCR Metern die Induktivität von Übertragern zu messen. Meist sind die Messwerte nicht stabil, sondern driften über lange Zeit auf einen Endwert hin. Das liegt nun mal an der Hystereskurve und dem aktuellen Remanenzwert des Eisens, entsprechend der letzten höchsten Aussteuerung; aber ich will hier jetzt nicht zu tief in die Theorie abgleiten.
Schön, dass jemand das UPGR noch verwendet, ein batteriebetriebenes Gerät, das ich nicht missen möchte.
Fakt ist jedenfalls, dass ein Netztrafo, zumindest wenn ein Klirrfaktor kleiner 1% (gerade auch für kleine Pegel) gefordert ist, für Frequenzen unterhalb 150 Hz nicht eingesetzt werden sollte.

Dago

Servus Herbert,

Dank Dir für die ausführlichen Erläuterungen.

Deine Faustformeln habe ich mir gleich mal in meinen Ordner notiert.

Was mir auch noch durch den Kopf ging ...
Erhöht man durch ein höheres Ra auch die Anfälligkeit gegenüber Störungen / elektrischen Einstreuungen (z.B. vom sich in der Nähe befindenden Netztrafo) auf Röhre und/oder den AÜ? Bei Klangstellern ist es ja so, dass man hier mit niederohmigen Gebilden deutlich weniger Probleme hat als bei hochohmigeren?

Deine Ausführungen zur Messanordnung von Induktivitäten an Trafos / Übertragern hatte ich seinerzeits im Forum schon sehr interessiert mit verfolgt.

Ich habe eben auf die Schnelle mal versucht mit meinem Escort ELC-130 LCR-Meter und dem GM328A Komponentenprüfer aus Fernost mal drei Netztrafos zu vermessen, die hier noch rumlagen. Die Ergebnisse des billigen GM328A erscheinen mir plausibler als die des ELC-130. Aber Du und auch Dago habt ja schon angedeutet, dass man mit einfacher Messtechnik (das ELC-130 ist ja auch nichts besonders) bei der Induktivitätsmessung von Trafos / Übertragern nicht weit kommt. Ein Driften der Messwerte habe ich bei beiden Messgeräten bemerkt, die angezeigten Induktivitätsmesswerte sinken mit der Zeit.

elma TT IZ54 Universal-Netztransformator 1 x 230V 1 x 6V/AC, 8V/AC, 10V/AC, 12V/AC 20.4VA 1.70A
Ergebnis ELC-130: 5,29 H
Ergebnis GM328A: 25,4 H

elma TT IZ58 Trenntransformator 1 x 230V 2 x 115V/AC 30VA 0.13A
Ergebnis ELC-130: 3,61 H
Ergebnis GM328A: 17,8 H

Ringkerntrafo 1x230V 1x12V, 50VA
Ergebnis ELC-130: 3,36 H
Ergebnis GM328A: 19,1 H







Die angepeilten Grundig-Trafos habe ich leider (noch) nicht hier, weil noch nicht bestellt. Aber ich denke viel mehr als 15H werden diese auch nicht haben als Primärinduktivität und wenn ich sie zersäge wird das nochmals weniger.

Bis hier hin erst einmal ...
Beste Grüße
Steffen

Servus zusammen,

Dago64 (Beitrag #25) schrieb:

Schön, dass jemand das UPGR noch verwendet, ein batteriebetriebenes Gerät, das ich nicht missen möchte.

Genauso ist's bei mir - das UPGR ist hier oft im Einsatz (genauso wie seine Schwester, das UPGS) - das hängt hier bei sehr kleinen Pegeln zur Verbesserung der Meßgenauigkeit als Vorverstärker durchaus auch öfter vor dem UPA3.

Dago64 (Beitrag #25) schrieb:

Fakt ist jedenfalls, dass ein Netztrafo, zumindest wenn ein Klirrfaktor kleiner 1% (gerade auch für kleine Pegel) gefordert ist, für Frequenzen unterhalb 150 Hz nicht eingesetzt werden sollte.

Generell mag das als Faustregel stimmen - es geht aber auch anders, wenn man weiß, was man tut (wie in meinem obigen Frequenz- und Phasengangplot bei 10[W] / < 1% Klirr (ohne Über-alles-Gegenkopplung) dokumentiert) - der da als Ausgangsübertrager verwendete Ringkern-Netztrafo der zugrunde liegenden Schaltung wird nicht mal bis in die Nähe seiner Magnetisierungsgrenze ausgesteuert.

Ringkern ist da Pflicht - u.a. wegen der (deutlich dünneren) Dicke des Bandmaterials und dessen (deutlich besserer) Materialeigenschaften (verglichen mit klassischen M-, MD- und EI-Kernen von Netztrafos aus Standard-Elektroblech) - z.B. Elektroband Siliziumeisen, kornorientiert, M111-35N (bzw. M165-35S) oder (besser) M140-30S - geschnitten (nicht gestanzt) und schlußgeglüht. Die Aussteuergrenzen 1,5[T] / 1,7[T] dieser Kernmaterialien darf man natürlich nicht mal annähernd erreichen - und: ein Ringkerntrafo hat da gegenüber Standard-Kernen Vorteile, was die Ummagnetisierungsverluste angeht, weil die (ungefähr linear) mit der Kernmasse ansteigen (und die Kerne von Ringkerntrafos sind deutlich leichter als die von leistungsgleichen Standard-Trafos) -> Seite 9: https://www.waasner....ien_Basis_112011.pdf: Da sieht man deutlich, daß bei diesem Kernmaterial M111-35N (0,35[mm] dick) spätestens bei ~ 1,3[T] Schluß ist, danach verläßt man den (wenigstens halbwegs) linearen Bereich (beim Material M105-30N / M105-30P (0,30[mm] dick) - Seite 11 des PDF- verschiebt sich diese Grenze auf ~ 1,5[T] nach oben). Eine (auch sehr geringe) Gleichstromvorbelastung auf einem Ringkern wirkt sich natürlich äußerst negativ auf dessen Eigenschaften aus, wenn der als Ausgangsübertrager verwendet wird - eh klar.

Wenn man bei Standard-Ringkernnetztrafoherstellern nett nachfragt und den Grund für die Nachfrage angibt, kriegt man in aller Regel eine Aussage über das verwendete Kernmaterial des gewünschten Trafos.

Ste_Pa (Beitrag #26) schrieb:

Erhöht man durch ein höheres Ra auch die Anfälligkeit gegenüber Störungen / elektrischen Einstreuungen (z.B. vom sich in der Nähe befindenden Netztrafo) auf Röhre und/oder den AÜ? Bei Klangstellern ist es ja so, dass man hier mit niederohmigen Gebilden deutlich weniger Probleme hat als bei hochohmigeren?

Ja - das gilt ganz generell: Je hochohmiger eine Schaltung ist, desto anfälliger ist sie für Störbeeinflussungen aller Art (elektrisch wie magnetisch).

Ste_Pa (Beitrag #26) schrieb:

Ein Driften der Messwerte habe ich bei beiden Messgeräten bemerkt

Das ist bei geblechten Netztrafos völlig normal. Für stabile Induktivitätswerte von geblechten Induktivitäten über Zeit und Temperatur (wie das z.B. früher für schaltbare Oktav- und Terzbandpaßfilter (z.B. R&S "PBO, BN 49200":



oder W&G "TB-1, BN 8300":



erforderlich war - bei denen mußten die Filterfrequenzen langzeitstabil und amplitudenunabhängig sein), mußte da in Aufbau und Kernmaterial erheblich mehr Aufwand reingesteckt werden. Und: diese Dinger durften nicht sehr weit ausgesteuert werden - bei 8[Veff] war da (PBO, TB-1) Schluß. Das erhebliche Gewicht dieser Kisten (im Vergleich zu ihrer Größe) - PBO: > 10[kg]; TB-1: ~ 30[kg] - legt die Vermutung nahe, daß da (in Relation zum zulässigen Maximalpegel) sehr große Kerne verbaut wurden. Die Filterfrequenzen und Durchlaßkurven dieser beiden (rein passiven) Oldies stimmen jedenfalls heute noch.

Grüße

Herbert

Jeder Netztrafo und jeder Übertrager zeigt das Verhalten von driftender Induktivität. Ein Driften ist zudem unabhängig von Kernform oder Kernmaterial. Die Art und Weise der Drift ist aber vom Kernmaterial abhängig.
Wenn man sich die Hysterese Kurve eines Trafos anschaut, dann sieht man, dass beim Ausschalten (also H=0) der Kern eine Magnetisierung beibehält. Das ist der sogenannte Remanenzpunkt. Durch Anlegen einer kleinen Mess-Spannung wird dieser Remanenzpunkt langsam wieder auf den Nullpunkt der sogenannten Neukurve zurückgeführt; bedeutet, dass der Kern langsam entmagnetisiert wird. Daher das langsame Driften des Messwertes bei LCR Messgeräten.
Der Wert der Induktivität eines Übertragers für Röhrenverstärker wird meist ohne Beschreibung des Messaufbaus angegeben. Üblicherweise wird dieser mit 50 Hz und 230 Volt gemessen. Dann benötigt der Hersteller der Übertrager keine teuren Messgeräte. Allerdings sind die Werte der Induktivität bei geringen Pegeln deutlich kleiner.
Die Induktivität des Übertragers muss so groß sein, dass dessen Einfluss auf den Frequenzgang und Klirrfaktor minimiert ist. Und der Einfluss ist bei niedrigstem Pegel und tiefster Frequenz an höchsten. Daher sind Netztrafos nur bedingt einsetzbar. Zumindest sollte man den Netztrafo bei sehr niedrigen und sehr hohen Pegeln auf Klirrfaktor prüfen und dann die tiefste gerade noch akzeptable Frequenz festlegen.

Dago

Danke Euch für die Antworten und Informationen.

Ich habe auch noch mal etwas nachgedacht ... @Herbert ... Du hattest mir 2021 ( Klick) mal den Vorschlag geschrieben, dass man u.U. einen Spartrafo im Kathodenzweig der Endröhre einsetzen kann. Das war zwar in Bezug auf Crowbars und Schutzmaßennahmen des KH-Ausgangs aber es ist mir in Erinnerung geblieben.

Meinst Du damit statt des Rk in der Anodenbasischaltung einen Spratrafo als Übertrager einzusetzen und das Signal dann über einen Kondensator abgreifen, um den DC-Anteil zu eliminieren (ähnlich dem Parafeed-Design, wo man bei der Kathodenbasisschaltung das Anodensignal über einen Kondensator abgreift, um es dann einen nicht SE-fähigen Übertrager zuzuführen)?

Einen Netztrafo kann ich ja als Spartrafo schalten. Ich müsste dann schauen, ob sich damit (für einen Kathodenfolger mit kleiner Röhre) sinnvolle Impedanzen als Rk erzielen lassen.

Beste Grüße
Steffen

Servus Steffen,

Ste_Pa (Beitrag #29) schrieb:

Meinst Du damit statt des Rk in der Anodenbasischaltung einen Spratrafo als Übertrager einzusetzen und das Signal dann über einen Kondensator abgreifen, um den DC-Anteil zu eliminieren (ähnlich dem Parafeed-Design, wo man bei der Kathodenbasisschaltung das Anodensignal über einen Kondensator abgreift, um es dann einen nicht SE-fähigen Übertrager zuzuführen)? Einen Netztrafo kann ich ja als Spartrafo schalten. Ich müsste dann schauen, ob sich damit (für einen Kathodenfolger mit kleiner Röhre) sinnvolle Impedanzen als Rk erzielen lassen.

Den Kathodenwiderstand Rk braucht man bei einem Kathodenfolger (wenn der Ausgangsübertrager gleichstromfrei bleiben soll) in jedem Fall - außerdem will ja auch der Arbeitspunkt der Röhre irgendwie eingestellt werden (ich nehm' mal an, Du willst da nicht noch eine negative Gittervorspannungserzeugung mit einbauen) - auch dazu braucht es den Rk. Wirkungsgradmäßig sollte man allerdings im Hinterkopf behalten, daß ungefähr die halbe Ausgangsleistung im Rk "verbraten" wird (was bei einer Parafeed-Schaltung mit Anodendrossel nicht der Fall ist).

An der Kathode greift man dann das Nutzsignal mit einem Auskoppelkondensator ab. Da das Impedanzniveau an dieser Stelle viel niedriger ist als an der Anode, muß dieser Kondensator eine vielfach größere Kapazität haben als ein Anoden-Parafeed-Auskoppelkondensator (bei gleicher unterer Baß-Frequenzgrenze). Diese Kapazitätsvergrößerung relativiert sich - was die physische Baugröße des Kondensators angeht - wieder etwas, weil die Spannungsfestigkeit dieses Auskoppelkondenstors an der Kathode viel kleiner sein kann als an der Anode (mit 40...63[V] DC-Spannungsfestigkeit sollte man da bei Deinem Projekt auf alle Fälle auf der sicheren Seite sein). Für den weiter unten skizzierten Fall mit ~ 88[Ohm] Impedanzniveau müßte dieser Auskoppelkondensator ~ 330[µF] groß sein, wenn man bei ~ -0,5[dB] auf 16[Hz] (tiefster Orgelton) runterkommen will. Als Elko 330[µF] / 63[V] ist so ein Auskoppelkondensator ein recht kleines Bauelement.

Dieses niedrigere Impedanzniveau an der Kathode kann je nach Röhre dazu führen, daß da (speziell mit Kopfhörern, die ja in der Regel mit ungefähr 50[Ohm] bis 600[Ohm] daherkommen - du hast ja mit 600[Ohm] simuliert) sehr geringe Übersetzungsverhältnisse des Trafos erforderlich werden - z.B. bei einem 600[Ohm] Kopfhörer 0,5:1 bis 4:1. Nun kommen Standard-Netztrafos allerdings kaum mit größeren Sekundärspannungen als 30[V] daher. Und: 30[V] Netztrafos gibt's in aller Regel nicht für die kleine Leistungsklasse, die bei Kopfhörern in Frage kommt. 230[V] : 30[V] wären allerdings immer noch ~ 7,67 : 1. Da kann man sich noch a bisserl drüber hinwegretten, in dem man einen Netztrafo wählt, der eine geteilte, nicht miteinander verbundene 2 x 115[V] Primärwicklung und zwei identische, nicht miteinander verbundene Sekundärwicklungen hat - dann kann man durch verschiedene Serien- / Parallelschaltungskombinationen etwas "spielen". Beim "trafoshop 24" https://www.trafosho...a-2x22v-rk-ec20.html gibt es solche Trafos mit 2 x 22[V] sekundär als 10[VA]- und 20[VA]-Typen (die sind echt klein und "schnuckelig" - ich hab' ein paar von den Dingern (2 x 115[V], 2 x 9[V], 20[VA]) hier rumliegen). Damit wären dann folgende Konstellationen möglich:

1. Primär parallel - sekundär parallel, Kopfhörer an Sekundärwicklung: Ü ~ 5,23 : 1. Impedanztransformation: ~ 27,32 : 1. Bei 600[Ohm] Kopfhörerlast entspräche das also einem Innenwiderstand des Kathodenfolgers von ~ 16,39[kOhm].
   
2. Primär in Serie - sekundär parallel, Kopfhörer an Sekundärwicklung: Ü ~ 10.45 : 1. Impedanztransformation: ~ 109,30 : 1. Bei 600[Ohm] Kopfhörerlast entspräche das also einem Innenwiderstand des Kathodenfolgers von ~ 65,58[kOhm].
   
3. Primär parallel - sekundär in Serie, Kopfhörer an Sekundärwicklung: Ü ~ 2,61 : 1. Impedanztransformation: ~ 6,83 : 1. Bei 600[Ohm] Kopfhörerlast entspräche das also einem Innenwiderstand des Kathodenfolgers von ~ 4,10[kOhm].
   
4. Der Innenwiderstand des Kathodenfolgers muß niederohmiger sein? Dann drehen wir jetzt den Trafo um - d.h. die Primärwicklung des Trafos speist den Kopfhörer:
   
5. Primär parallel - sekundär parallel, Kopfhörer an Primärwicklung: Ü ~ 1: 5,23. Impedanztransformation: ~ 1 : 27,32. Bei 600[Ohm] Kopfhörerlast entspräche das also einem Innenwiderstand des Kathodenfolgers von ~ 21,96[Ohm] (bei kleinen Röhren total unrealistisch).
   
6. Primär in Serie - sekundär parallel, Kopfhörer an Primärwicklung: Ü ~ 1: 10,45. Impedanztransformation: ~ 1 : 109,30. Bei 600[Ohm] Kopfhörerlast entspräche das also einem Innenwiderstand des Kathodenfolgers von ~ 5,49[Ohm] (bei kleinen Röhren total unrealistisch).
   
7. Primär parallel - sekundär in Serie, Kopfhörer an Primärwicklung: Ü ~ 1: 2,61. Impedanztransformation: ~ 1 : 6,83. Bei 600[Ohm] Kopfhörerlast entspräche das also einem Innenwiderstand des Kathodenfolgers von ~ 87,85[Ohm] (bei kleinen Röhren vermutlich schwierig zu erreichen).
   
8. Die Riesen-Impedanzlücke zwischen "normalem" und "umgedrehtem" Trafoeinsatz stört, weil man irgendwas um die 600[Ohm] als Innenwiderstand des Kathodenfolgers bräuchte? Dann läßt man die Sekundärwicklungen unbeschaltet und verwendet nur die beiden 115[V] Primärteilwicklungen als Übertrager mit Ü = 1 : 1. In diesem Fall könnte man den Kopfhörer natürlich auch ohne Trafo direkt ankoppeln - der Trafo ist in diesem Fall nur noch (neben dem Auskoppelkondensator) eine weitere Sicherheitsbarriere.
   
9. Das paßt immer noch nicht ganz? Dann schalten wir eine Primärteilwicklung in Serie mit der parallelgeschalteten Sekundärwicklung und verwenden die andere Primärteilwicklung entweder als Speisewicklung (Trafo "normal") oder als Auskoppelwicklung zum Kopfhörer (Trafo "umgedreht"):
   
10. Primär Serienschaltung aus einer Primärteilwicklung und den parallelgeschalteten Sekundärwicklungen - sekundär zweite Primärteilwicklung: Ü ~ 1,19 : 1. Impedanztransformation ~ 1,42 : 1. Bei 600[Ohm] Kopfhörerlast entspräche das also einem Innenwiderstand des Kathodenfolgers von ~ 851,52[Ohm].
    
11. Primär eine Primärteilwickklung - sekundär Serienschaltung aus der zweiten Primärteilwicklung und den parallelgeschalteten Sekundärwicklungen: Ü ~ 1: 1,19. Impedanztransformation ~ 1: 0,70. Bei 600[Ohm] Kopfhörerlast entspräche das also einem Innenwiderstand des Kathodenfolgers von ~ 422,8[Ohm].
    

Das sind also schon einige Kombinationsmöglichkeiten, die mit einem solchen Trafo möglich sind. Es sei noch darauf hingewiesen, daß man bei manchen dieser Verschaltungskombinationen die deutlich unterschiedlichen Drahtstärken (und die damit einhergehenden ohmschen Widerstände) von Primär- und Sekundärwicklung solcher Trafos nicht ganz aus den Augen verlieren sollte. Man sollte sich allerdings vor der Trafoauswahl schon halbwegs darüber im klaren sein, mit welchem Impedanzniveau beim Ausgangs-Innenwiderstand des Kathodenfolgers eigentlich zu rechnen ist.

Die obigen Impedanzangaben auf zwei Nachkommastellen sind natürlich nur die Rechengenauigkeiten - in der Praxis wird sich diese Genauigkeit nie erreichen lassen (u.a. schon allein deshalb, weil der Kopfhörer seine Nennimpedanz von 600[Ohm] nicht über den gesamten Frequenzbereich aufweisen dürfte).

Grüße

Herbert

Moin Stefen,

Um hier etwas besser voran zu kommen, sollten wir wirklich herausfinden, wie taub die AKG (oder auch Deine Ohren) wirklich sind.
Hänge doch die Kofhörer an einen Verstärker, drehe Deine Lieblingsmucke auf Lauthöranfall und schaue auf einem Oszi die Spannungsspitzen an. So ist das doch lesen im Kaffeesatz.
Es wäre ja kein Ding, wenn Du nicht mit Netztrafos und Bleistiftröhren rumspielen wolltest. Da ist dann alles irgendwie Kante.
Und diese Netztrafos als AÜ zu zweckentfremden geht wohl sicher voll nach hinten los. Netztrafos als AÜ geht nur in ganz speziellen Fällen. Zum einen braucht man schon ein paar Heinriche an Primärinduktivität, zum Anderen sind die Netztrafos ja nicht geschachtelt gewickelt, was einem im Hochton zum Verhängnis wird. Und dann noch die Sache mit dem Luftspalt für SE...

Der ELMA IZ54 ist ein Netztrafo, den man gut als AÜ mißbrauchen kann. Allerdings nur über einer Triode und nur, wenn man mit einem Übersetzungsverhältnis von 35:1 klar kommt. Für 600Ohm Kopfhörer völlig ungeignet, in der Sparbrötchen-Schaltung besser als die Hammonds.
Hier Messungen zu den IZ54

Primärinduktivität und Gleichstromwiderstände:

Hier Frequenzgang und Impedanz mit 8Ohm Last an 6V Sekundärabgriff

Gleiches mit 8Ohm am 8V Sekundärabgriff

Und am 10V Sekundärabgriff


Da sieht man sehr schön, was die nicht vorhandene Schachtelung bewirkt.
Hier das Datenblatt des IZ54

Bei dem 6V Sekundärabgriff liegt ein Großteil der Wickelung noch direkt auf der Primärwickelung... gute kapazitive Hochtonankoppelung... mit zunehender Windungszahl wird die Ankoppelung immer schlechter. Das sollte Dir eine Vorstellung vermitteln, wie das wohl ungefähr mit den von Dir angedachten Trafos aussieht.
Wenn Du also was Vernünftiges anstellen willst, mußt Du wohl beim Lundahl schauen.... Und das sprengt ganz sicher den Rahmen.

Ich finde die Sache mit dem OTL Konzept ganz praktisch! Weg mit dem AÜ und seinen Macken...
Wenn 16Vpp für die AKG gehen würden, könnte man sowas aufziehen:

Dargestellt ist die Simulation mit 20Hz! Das wäre mit Bleistiftröhren und sehr preiswert zu realisieren. Den Trenntrafo, den Du hast als Netztrafo mit einer CRCRC-Siebung und die R's so, daß die richtige Spannung rauskommt...spart eine teure Drossel.

Und wenn es dennoch nicht reicht:

Mit preiswerten Röhren... 30Vpp also nahe 200mW an 600Ohm

Warum Dich 6080 nicht glücklich machen, will ich irgendwie auch nicht verstehen...
Zeigst Du dazu mal einen Schaltplan?

Gruß, Matthias

Hier ein OTL KHV, der hervorragend klingt. Die beiden Systeme der 6N6P sollten gematcht sein.
Statt der EF806S kann auch eine EF86 eingesetzt werden.

Dago

Interessante Schaltung. Wenn ich das richtig sehe, ändert sich der Gegenkopplungsgrad mit der Einstellung des Lautstärkestellers und ist auch noch vom Innenwiderstand der Signalquelle abhängig, oder?

Grüße

Herbert

Genau so ist es gewollt!

Dago

Servus Herbert,

hab vielen Dank für die sehr ausführliche Antwort. Ich habe das auch gleich mal nachvollzogen ... leuchtet mir Alles ein.



In der Tat habe ich so einiges an "ü's", was ich mal probieren kann.

Wie wäre es nun, wenn ich den Trafo ohne Koppel-C in den Kathodenzweig (in Serie zu einem ohmschen Rk) schalte, bzw. eine negative Gitterspannung extern einspeise. Ich habe die kleinen 20VA-EI-Trafos (die noch hier liegen) eben mal vermesssen, der R_DC beträgt um die 140 Ohm. Der "AC-Nutz"-Spannungsabfall wäre dann sicherlich gering und müsste durch den Trafo hochtransformiert werden. Den Vorteil, den ich sehe ist, dass ich den AC-Kathodenstrom so vollständig nutze, bei Parafeed teilt dieser sich ja bei der Nutzwechselspannung auf Rk und RLast.
Michael Kaim hat bei seinem CL6-Amp neben einem ohmschen Rk eine AÜ-Wicklung direkt im Kathodenzweig, allerdings zum Zweck der Gegenkopplung. Der Amp arbeitet aber in Kathodenbasisschaltung und mit Anodendrossel (eine Wicklung des AÜ).

Ich werde die Tage mal ein wenig mit LT-Spice "spielen". Zuerst muss ich aber (irgendwie) herausfinden, welche Werte für den Ausgangs-Innenwiderstand des Kathodenfolgers bei den von mir anvisierten kleinen Röhren in Frage kommen.

Ich hatte vor Jahren (als ich den OTL-KHV mit der "dicken" 6080 bastelte) mal versucht die Wirkung der Belastung des Kathodenfolgers in OTL (Fehlanpassung) durch den Kopfhörer wechselspannungsmäßig darzustellen. Die Arbeitsgerade dreht sich im AP je nach Konstallation doch schon erheblich.








Moin Matthias,

Danke Dir für das ausführliche "Beackern" meines Projektes. Gut dass Du die Grafiken zum ELMA IZ54 noch mal eingefügt hattest, so genau hatte ich Deine Messungen beim "Sparbrötchen" nicht mehr im Hinterkopf. Der Hochtonabfall beim Vergleich der 8V und 10V-Wicklung stellt sich recht gut dar und beweist sozusagen, das das Verschachteln der Wicklungen fehlt.
Zersägt hätte ich die Trafos ja (Laubsäge und Eisensägeblätter habe ich ja noch vom Zersägen der kleinen Hammonds) , aber dadurch leiden dann die eh schon geringen Heinriche.

Lundahl hat in der Tat einen gut geeigneten SE-Übertrager für Kopfhörer, den LL2765 SE
ü=12:1 -> 32 Ohm -> 4,6k
ü=6:1 -> 150 Ohm -> 5,4k
ü=3:1 -> 600 Ohm -> 5,4k
Heinriche 64H, I_DC max: 30mA, Primärspannung max. 160V_rms

Leider liegen die Teile mit ca. 150 € pro Stück preislich völlig außerhalb meines Bastelbudgets. Wenn es diese Schnittbandkerne einzeln gäbe würde ich evt. mal versuchen so etwas selbst zu wickeln , du hattest das ja mal gemacht sogar mit Schachtelung , aber hattest ziemlich große Schnittbandkerne. Der Händler, der die einzeln verkaufte, hatte, glaube ich, auch nur so große Kerne.

Ein Aspekt diesmal war für mich auch ein kleines Gerät haben zu können. Die 6080-Kiste ist halt doch auch etwas groß, zumindest für meinen recht kleinen Schreibtisch, wo ich den KHV am meisten brauche. Daher kam auch meine Ursprungsidee mit den Bleistiftröhren was zu machen.

Aber evt. muss ich dann doch die OTL-Schiene verfolgen ... Vom WCF oder µ-Follower ( Klick) hälst Du nicht so viel?
Achso ... eine Erschwernis war noch "untergegangen" im Thread ... ich habe am Schreibtisch nur 300mV_rms als Eingangsspannung.

Ich habe eben auch noch mal mit den (tauben) Lauschern gelauscht. Was mir aufgefallen ist, die Liedchen (beim Test vom MP3-Player, am PC mit dem kleinen DAC ist das ähnlich) sind an sich unterschiedlich laut. Es gibt welche die tönen schon SEHR laut im Hörer, so dass Volume ca. 90% mit dem 6080-KHV möglich ist (mehr Volume tut weh), andere Liedchen hingegen tönen auch bei 100% eher leise. Möglicherweise ist die Gegenkopplung zu straff dimensioniert, so dass die Vorverstärkung (bei leisen Liedchen) zu gering ausfällt. Allerdings ist es bei den lautern Liedchen so, dass es ab Volume-Steller 70% schon recht dolle klirrt in meinen Lauschern.

Gemessen habe ich bei sehr lauten Liedchen und einem Lautstärkepegel, der für mein Dafürhalten schon SEHR laut war: 21V_pp (7,42V_rms) am DSO138 (Schätzeisen) in Lautstärkespitzen des Musikstückes, mein Uni-T-True-RMS-Multimeter meint bei Max-Messung 5,06V_rms, was da wären 7,2V_Ampl. und 14,3V_pp. Das Uni-T-139c (True-RMS) ist aber vermutlich zu langsam, um schnelle Pegelspitzen zu erfassen.
Somit hätten wir 91mW (DSO138) bzw. 43mW (TrueRMS Multimeter).
Es könnten daher tatsächlich 100mW im Hörer "ausreichen", wenn es nicht klirren würde und die Vorstufe Reserven hätte auch leiser digitalisierte Liedchen wieder zu geben.
Ich habe auch noch meinen "Hifi-Turm" mit dem R2R-DAC aber der steht woanders und passt nicht an den Schreibtisch. Und ich mag ja ab und an auch was Neues basteln (wenn es ein Konzept oder Röhrentyp ist, was / mit dem ich noch nichts gebaut habe).







Den Schaltplan gibt es hier:


(Höherauflösend: Klick)

Simuliert hatte ich den KHV damals noch in Tina-TI und mit weniger Ahnung als heute (war meines erstes Projekt mit Röhren). Beim Entwurf der Schaltung hatte ich aber damals noch im Forum von Jogi eigentlich sehr gute Unterstützung.


Hallo Dago,

vielen Dank für den Schaltplan zum OTL KHV mit 6n6p. Eine ähnliche Schaltung hatte ich in meinem anderen Thread schon mal kurz zur Diskussion gestellt ( Klick).

Eigene Erfahrungen mit WCF oder auch µ-Follower habe ich bislang aber leider nicht.


Beste Grüße
Steffen

Servus Steffen,

Ste_Pa (Beitrag #35) schrieb:

Wie wäre es nun, wenn ich den Trafo ohne Koppel-C in den Kathodenzweig (in Serie zu einem ohmschen Rk) schalte, bzw. eine negative Gitterspannung extern einspeise. Ich habe die kleinen 20VA-EI-Trafos (die noch hier liegen) eben mal vermesssen, der R_DC beträgt um die 140 Ohm.

Kann man machen - wenn die Dinger einen Luftspalt haben, weil der Kern ja dann gleichstromvorbelastet ist.

Der "AC-Nutz"-Spannungsabfall wäre dann sicherlich gering und müsste durch den Trafo hochtransformiert werden.

Für die Bestimmung, ob man "hochtransformieren" muß oder nicht, darf man nicht von den 140[Ohm] DC-R ausgehen. Wieviel da an der Primärwicklung des Trafos im Leerlauf (also ohne sekundäre Last) an Nutzwechselspannung stehenbleibt, hängt bei einer gegebenen Frequenz maßgeblich von der Primärleerlaufinduktivität (und damit dem induktiven Blindwiderstand X(L)) ab - und diese Werte lassen sich aus dem DC-R nicht ablesen (die liegen viel höher). Der DC-R ist nur für den Ruhestrom maßgebend - dieser Wert bestimmt den (temperaturabhängigen) Gleichspannungsabfall über der Primärwicklung. Dieser sich mit der Temperatur ändernde DC-Spannungsabfall an der Primärwicklung verändert bei einer Vorspannungserzeugung mittels fester negativer Vorspannung natürlich auch das Gitter-Kathoden-DC-Potential der Röhre - und damit den Arbeitspunkt. Ob das irgendeine Relevanz hat? Wahrscheinlich nicht - dürfte stark von der Größe der Temperaturänderung des Trafos und von der Steilheit der Röhre (die vermutlich für irgendeinen negativen Effekt eine sehr steile Pentode sein müßte) abhängen. Völlig vermeiden kann man diesen Effekt, wenn man die negative Gittervorspannung nicht zwischen Gitter und Masse einspeist, sondern zwischen Gitter und Kathode (wobei dann natürlich durch einen hinreichend großen Serienwiderstand zum Gitternetzteil ein Signalabfluß von der Kathode zum Gitternetzteil zu unterbinden ist und das Gitterspannungsnetzteil massefrei sein muß).

Rechenbeispiel für feste, massebezogene Gittervorspannung: Der DC-R bei +20[°C] beträgt 140[Ohm]. Bei einer Temperaturerhöhung des Trafos um 30[K] auf +50[°C] wären das dann bei Kupferdraht (alpha ~ 0,00393/[K]) ~ 156,5[Ohm]. Gehen wir von 40[mA] Kathodenstrom aus (viel mehr dürfte aus Bleistiftröhren nicht "rauszuquetschen" sein - Grenzwert 5902: 50[mA]), dann wäre das bei +20[°C] ein DC-Spannungsabfall von 5,60[V] und bei +50[°C] ein Spannungsabfall von 6,26[V] - die Gittervorspannnung würde sich bei einer Temperaturänderung von 30[K] also um rund 0,66[V] verschieben. Die 5902 ist im Pentodenbetrieb im Datenblattarbeitspunkt (I(a) = 30[mA]) mit einer Steilheit von 4,2[mA/V] angegeben. Die 30[K] Temperaturänderung würden also den Anodenruhestrom um ~ 2,77[mA] verschieben - das sind ca. 9,1% des Datenblatt-Ruhestroms. Diese 9,1% allein wären mir als Driftkomponente wurscht. Aber: Röhrenschaltungen haben ja noch einige Drifteinflüsse mehr - und je mehr dieser Driftkomponenten man durch entsprechende Schaltungstechnik eliminieren kann, umso besser.

Mit einer durch die 40[mA] Kathodenstrom verursachten Verlustleistung im Trafo von max. ca. 250[mW] allein bringt man allerdings eine Temperaturerhöhung des Trafos von 30[K] nicht zustande - da braucht es noch veritable andere Wärmequellen.

Den Vorteil, den ich sehe ist, dass ich den AC-Kathodenstrom so vollständig nutze, bei Parafeed teilt dieser sich ja bei der Nutzwechselspannung auf Rk und RLast.

Richtig.

Ich hab' ja weiter oben auf Basis dieses Trafos da: https://www.trafosho...a-2x22v-rk-ec20.html die verschiedenen, möglichen Impedanzkombinationen dargestellt. Von diesem Typ hab' ich ja einige mit 2 x 9[V] sekundär hier rumliegen. Ich gehe mal davon aus, daß die Primärwicklung der 20[VA] Typenreihe bei 2 x 9[V] und 2 x 22[V] sekundär absolut identisch ist. Weil ich die Daten auch zur Bewertung einer eigenen Projektidee brauche, habe ich gestern mal eine der beiden 115[V] Primärwicklungen dieses Trafos (DC-R: 91,3[Ohm] bei +20[°C]; Fluke 177) mit recht "amtlichem" Gerät (HP 4192A Impedance Analyzer - das ist ein auf den Spezialzweck "Impedanzmessung" gezüchteter, vektorieller Netzwerkanalysator, der meistens auch dann noch halbwegs vernünftige Werte liefert, wenn Brücken- und Resonanzverfahren (speziell wegen lausiger Güten des Meßobjekts) "in die Knie gehen") bei vielen verschiedenen Frequenzen gemessen, um eine realitätsnahe Datenbasis für Simulationen zu haben.

Die Meßergebnisse sind durchaus ermutigend: bei 40[Hz] und 1[Veff] Meßpegel waren da abzulesen: L = 35,0[H]; D (tan(delta)) = 0,633 (entspricht Q = 1,580); |Z| = 10,38[kOhm]; phi = 57,7[°]; R (ohmscher Verlustwiderstand bei der Meßfrequenz) = 5,54[kOhm]; X(L) = 8,77[kOhm] - das alles, wie gesagt, bei einem DC-R von "nur" 91,3[Ohm].

Die vollständige Meßreihe werde ich in den nächsten Tage mal dokumentieren und dann hier reinstellen.

Grüße

Herbert

Servus Herbert,

hab wieder vielen Dank für das ausführliche Eingehen auf meine gestellten Fragen. Damit bin ich wieder etwas schlauer geworden.

Am sympathischsten wäre mir tatsächlich die Einbindung des AÜ/Trafos direkt in den Kathodenzweig, weil dann vermutlich eine kleinere Endröhre ausreichen würde, den Kathodenstrom (der dann gleichzeitig voll als Nutzstrom (abzüglich der Trafoverluste) zur Wirkung im KH kommt) bereitzustellen. Ich würde auch vermuten, dass die Drehung der Arbeitsgerade durch die Last bei direktem Einbinden das AÜ/Trafo in den Kathodenzweig im Vergleich zur Parafeed-Auskopplung an der Kathode (AC mäßiges Verringern des Rk) deutlich geringer (bzw. fast gar nicht) ausgeprägt ist.
Aber dann könnte ich leider die schönen kleinen RKT nicht nutzen. Ein klein wenig Erfahrung hatte ich mit RKT ja schon mal machen können ( Klick). Was mir damals sehr aufgefallen war, ist, dass die von mir damals eingesetzten RKT extrem sensibel auf jedwede DC-Belastung reagierten (dramatischer Bassabfall des Nutzsignals), trotzdem diese mit 50VA für meine ca. 150mW Ausgangsleistung reichlich überdimensioniert waren. Seinerzeits hatte ich sekundärseitig den DC-Anteil per Halbleiter CCS kompensiert, was auch recht gut funktionierte. Allerdings entstand so in Summe ein recht aufwändiges System in einem großen Gehäuse.

Die von Dir gemessenen 35 Heinriche der kleinen RKT sind sehr erfreulich, zumal die Teile mit 0,5kg, 5,5cm Durchmesser und 3,2cm Höhe äußerst kompakt ausfallen. Das ist von den Abmaßen dann sogar (deutlich) kleiner als meine am 6080-KHV genutzten Auskoppel-MKPs. Und da der Trafo hier (Trenn-)Sicherheit bietet, kann im Fall des Parafeed-Konzeptes ja ein kleiner Elko auskoppeln (hattest Du weiter oben, auch schon so vorgeschlagen ).

Stellt sich mir nun "nur" die Frage, ob so etwas mit Bleistiftröhren zu realisieren ist. ...

Auf Deine vollständige Messreihe bin ich schon sehr gespannt. An dieser Stelle schon mal den allerbesten Dank für die Zeit, die Du hier investierst und den Messtechnik"park" den Du dazu auch bereitstellst.

Beste Grüße
Steffen

Moin,

pragmatiker (Beitrag #36) schrieb:

... die verschiedenen, möglichen Impedanzkombinationen dargestellt.

ein für mich zum Nachdenken sehr interessanter Thread.

Ich habe Elektriker (Elektroinstallateur) in der Elektrowerkstatt eines mittleren Schweißfachbetriebs gelernt.
Beim Elektroschweißen wird die Sekundärseite bekanntlich im Kurzschluss betrieben.
Seinerzeit (1981) hatte ich mich anfangs gewundert, wie das eigentlich möglich ist.
Und wie regelt man einen Schweißstrom von > 400 A ?

Ich lese mir alles mal genauer durch und wenn Fragen auftauchen,
dann darf ich die vermutlich stellen?

Servus .JC.,

.JC. (Beitrag #38) schrieb:

Beim Elektroschweißen wird die Sekundärseite bekanntlich im Kurzschluss betrieben. Seinerzeit (1981) hatte ich mich anfangs gewundert, wie das eigentlich möglich ist. Und wie regelt man einen Schweißstrom von > 400 A ?

Schweißtrafos sind als sogenannte "Streufeldtransformatoren" aufgebaut - sprich: sie haben einen einstellbaren magnetischen Nebenschluß, um den Maximalstrom zu begrenzen (und so zu verhindern, daß der Trafo wegen Vollkurzschluß abbrennt): https://de.wikipedia.org/wiki/Streufeldtransformator. Diese spezielle Trafobauart will man als Ausgangsübertrager in einem Röhrenverstärker allerdings garantiert nicht haben.

und wenn Fragen auftauchen, dann darf ich die vermutlich stellen? :)

Aber sicher doch - immer gerne.

Grüße

Herbert

Moin,

@Steffen,

Gemessen habe ich bei sehr lauten Liedchen und einem Lautstärkepegel, der für mein Dafürhalten schon SEHR laut war: 21V_pp

Das ist doch schon mal eine Aussage. Also spannungshungrig ohne Ende. Damit ist auch klar, daß Du mit den 6080 nicht hinkommst. Mit nur 18V an der Kathode der 6080 kommen da als Kathodenfolger allenfalls ca, 18Vpp raus... wenn es ganz gut läuft.
Mit der Treiberei ist es auch nicht sooo mit Verstärkungsüberschuß... und man braucht da schon einiges an Gegenkoppelung, damit das Ganze nicht klirrt wie Pest. Mit 300mVeff wird das wohl noch nicht so richtig was... und wenn dann bei "leisen Liedchen" nur 150mVeff anliegen schon gleich gar nicht.
Ich ging bei meinen beiden letzten OTL-Schaltungen davon aus, daß die hinter irgendeinem niederohmigen DAC mit 2Veff und Lautstärkeregelung über Software zum Einsatz kommen.
Nur 300mV, da braucht es dann noch eine Verstärkerstufe:

Oder eben so:


Die ganze Geschichte mit den Netztrafos halte ich für einen Irrweg, lasse mich aber gern eines Besseren belehren.

Vom WCF oder µ-Follower (Klick) hälst Du nicht so viel?

Nö. Simulier mal die Schaltung vom Dago... dann weißt Du warum. SRPP ist was zum Seekabel treiben, aber nicht für Audio... etc. pp. Zeige mir, was solche "Wichtigtuer-Schaltungen" besser können...

@Herbert,

pragmatiker (Beitrag #33) schrieb:

Interessante Schaltung. Wenn ich das richtig sehe, ändert sich der Gegenkopplungsgrad mit der Einstellung des Lautstärkestellers und ist auch noch vom Innenwiderstand der Signalquelle abhängig, oder?

In diesem Zusammenhang kann ich versichern, daß die genannten Probleme in derart abgeschwächter Form auftreten, daß man sie ignorieren kann. Man beachte dazu das Verhältnis der Quellimpedanz/Poti zu Gegenkoppelungsnetzwerk.
Wenn derartige Probleme in derartigen Schaltungstopologien auftreten würden, dann gäbe es eine OPV-Grundschaltung namens "Invertierender Verstärker" ganz sicher nicht... sie gibt es aber millionenfach, wenn nicht gar milliardenfach...
Eine erläuternde Antwort vom Dago hätte mir an dieser Stelle beser gefallen als:

Dago64 (Beitrag #34) schrieb:

Genau so ist es gewollt!

Übrigens,
Warum nicht einen PP-Verstärker mit den 5902 und den "schnuckeligen" RKT aufziehen?

Gruß, Matthias

Hallo Zusammen,

Ich habe mal ein wenig "rumgespielt" mit LT-Spice ... Bei der direkten Einschleifung eines Übertragers in die Kathodenleitung bei kleineren Röhren bis 6n6p komme ich irgendwie auf keinen grünen Zweig ... Bei verschiedenen Konstellationen von Ug(1) (feste Gittervorspannung), Ra und Übersetzungsverhältnissen komme ich nicht annähernd an 20V_pp im 600-Ohm-Kopfhörer bei Primärinduktivitäten bis max. 30 Henry.


Moin Matthias,

hab wieder vielen vielen Dank für das Simulieren.

Ich ging bei meinen beiden letzten OTL-Schaltungen davon aus, dass die hinter irgendeinem niederohmigen DAC mit 2Veff und Lautstärkeregelung über Software zum Einsatz kommen.

Ja, sorry da hatte ich mich etwas mißverständlich ausgedrückt , einen sehr guten DAC habe ich ja, das ist der R2R-DAC mit Röhrenausgangsstufe, der macht den Pegel locker. Aber die beiden kleinen DAC's, die ich für den Schreibtisch hier habe, machen beide nur die 300mV. Der Lineout-Pegel der Onboard-Soundkarte ist auch nicht viel höher. Irgendwie habe ich den Eindruck, dass die meisten kleinen USB-DACs bzw. auch Soundkarten nur recht niedrige Ausgangspegel generieren können.

Die Variante mit Reserve, also die mit 6s19p und 6n23p, wäre pegeltechnisch "sicherer", denke ich. Alle Röhren noch im Novalsockel und Doppeltrioden, das ist gut. Die 6s19p gibt es bei Reichelt für 7,99€. Die 6n23p scheint mir begehrter, BTB verkauft sie für 16,40 €. Allerdings kann ich dann die schönen Bleistiftröhren nicht nutzen. Muss ich schauen, ob mir die ca. 16,5V_pp der Schaltung mit der 5902 geügen.

Wegen der "Wichtigtuer-Schaltungen" ... Da wollte ich noch mal genauer fragen ... Im anderen Thread hatte ich eine kleine Übersicht gemacht.



Die SRPP-Schaltung war eigentlich eh schon aus meiner Liste, wegen im Vergleich zum µ-Follower und dem WCF zu hohen Ausgangswiderstand. Herbert meinte auch:

SRPP braucht zur optimalen Funktion einen definierten Lastwiderstand, der sich über den gesamten Frequenzbereich in einem relativ engen Toleranzfenster bewegen sollte.

Das passt dann zum "See-Kabel treiben", ich meine gelesen zu haben, unter anderem dafür wurde die Schaltung wohl seinerzeits entwickelt. ... Besonderer Vorteil der SRPP-Schalte laut meinem Büchlein: Unempfindlich gegen Schwankung der Versorgungsspannung. Im Fall des Audioverstärkers also ein Vorteil, der hier ohne Bedeutung ist.

Aber wie ist das nun mit dem anderen beiden "Wichtigtuerschaltungen" auf meiner Übersicht, dem µ-Follower und dem WCF?

Simuliert hatte ich mal eine OTL-Schalte von Menno van der Veen in Abwandlung (Klick).

So schlecht fand ich die Simulationsergebnisse jetzt nicht, sofern ich bei der Interpretation nicht wieder etwas Wesentliches übersehen habe. Was mich wunderte ist, dass ein Verringern des Widerstandes R3 in der gloabeln Gegenkopplung erst ab ca. 10 kOhm eine Pegelverringerung bringt.
Mein LT-Spice sagt:
In: 300mV_Amp -> Out: 260mW@600Ohm bei 1,8% THD (R3=10MOhm, keine globale GK)
In: 300mV_Amp -> Out: 113mW@600Ohm bei 0,64% THD (R3=4,7kOhm, globale GK)



Dagos-Schalte habe ich auch mal simuliert ...
Mein LT-Spice sagt hier:
In: 1V_Amp -> Out: 124mW@600Ohm bei 1% THD
(Ich musste hier die Simulation die Eingangsspannung erhöhen, mit meinen 300mV ist die Spannungsverstärkung zu gering für 100mW im Hörer.)



Beide Schaltungen sind White-Cathode-Follower, wobei ich den Widerstand zwischen Kathode der oberen Röhre und Anode der untersten Röhre, so wie das in Dagos Schaltung gemacht ist, beim WCF noch nicht gesehen habe.

Mit so einem klassischen Gegentakter mit Übertrager / (Ringkern)Trafo in der Anodenleitung hätte man das Problem der Vormagnetisierung natürlich geschickt umgangen. Man liest aber immer von nichtharmonischen Klirr bei PP und Problemen durch den Phaseninverter. In wie weit das für meine Lauscher eine Rolle spielt, kann ich aber nicht wirklich beurteilen ...

Einen kleiner Gegentakter hatte ich auch schon mal gebastelt ( Klick), mein zweiter Amp nach dem 6080-OTL-KHV. Die Gegentaktenstufe dort sind PCC88 als ÄU sind ELA-AÜ verbaut. Der Amp war aber für niederohmige KH ausgelegt.

Ich bin gespannt auf Herberts Messergebnisse an den kleinen RKT. 5,5cm Durchmesser und 3,2cm Höhe der kleinen Trafos und die Bleistiftröhren könnten zusammen in der Tat einen schnuckeligen kleinen Amp bilden. Aber klar, als OTL würde es noch kleiner ... wobei wenn ich Folien-Cs an den Ausgang setze, nimmt es sich dann nicht so viel. Ein Elko als einzige Barriere zu den Lauschern ist mir immer etwas riskant.

Beste Grüße
Steffen

Servus Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #40) schrieb:

pragmatiker (Beitrag #33) schrieb: Interessante Schaltung. Wenn ich das richtig sehe, ändert sich der Gegenkopplungsgrad mit der Einstellung des Lautstärkestellers und ist auch noch vom Innenwiderstand der Signalquelle abhängig, oder? In diesem Zusammenhang kann ich versichern, daß die genannten Probleme in derart abgeschwächter Form auftreten, daß man sie ignorieren kann. Man beachte dazu das Verhältnis der Quellimpedanz/Poti zu Gegenkoppelungsnetzwerk.

Genau dieses Verhältnis "Quellimpedanz/Poti zu Gegenkoppelungsnetzwerk" habe ich betrachtet:

• Annahme: Innenwiderstand Signalquelle: 0[Ohm].
  
• Vereinfachende Annahme (um den Einfluß der - mir derzeit nicht bekannten - Leerlaufverstärkung aus den nachfolgenden Rechnungen raus zu kriegen und näherungsweise OpAmp-Verhalten zu unterstellen): Leerlaufverstärkung > 100[dB].
  
• Die Verstärkungsformel ohne Berücksichtigung der Leerlaufverstärkung wäre dann (negatives Vorzeichen, weil's ein invertierender Verstärker ist, der die Phase um 180[°] dreht): A(v) = ~ -(R13 / (R15 + P1)).
  
• Lautstärkepoti ganz am Links- oder ganz am Rechtsanschlag: P1 geht dann mit 0[Ohm] ein; Av = ~ - 620[kOhm] / 10[kOhm] = ~ -62 (bzw. ~ -36[dB]).
  
• Lautstärkepoti Schleifer auf Widerstandsmitte (50[kOhm] || 50[kOhm]): P1 geht dann mit 25[kOhm] ein; Av = ~ -(620[kOhm] / (10[kOhm] + 25[kOhm])) = ~ -17,7 (bzw. ~ -25[dB]).
  

Wenn auch bei einer Änderung der Verstärkung über den Einstellweg des Lautstärkepotentiometers von immerhin ~ 11[dB] (die ja auch eine entsprechende Verformung der Kennlinie eine logarithmischen Lautstärkepotentiometers nach sich zieht (sollte ein "log"-Potentiometer verwendet worden sein)) die damit einhergehenden Probleme immer noch "in derart abgeschwächter Form auftreten, daß man sie ignorieren kann", dann ist natürlich alles gut. Ich selbst habe keine praktische Erfahrung im Audio-Röhrenbereich mit dieser Art von invertierenden Verstärkern - kann also nicht beurteilen, ob das klanglich oder lautstärkeeinstellmäßig eine Rolle spielt. In der Meßtechnik würde eine solche Schaltung allerdings erhebliches Stirnrunzeln hervorrufen - und mit meßtechnischen Augen habe ich diesen Entwurf gesehen.

Wenn derartige Probleme in derartigen Schaltungstopologien auftreten würden, dann gäbe es eine OPV-Grundschaltung namens "Invertierender Verstärker" ganz sicher nicht... sie gibt es aber millionenfach, wenn nicht gar milliardenfach...

Die gibt's mit Sicherheit milliardenfach (allein ich verwende sie seit Jahrzehnten hundertfach) - zur Vervollständigung sollte man allerdings dazusagen: In professionell gemachten Schaltungen wird man am Eingang invertierender OpAmp-Schaltungen nie Potentiometer oder andere quellinnenwiderstandsverändernde Mimiken finden - und die Signalquelle selbst besteht in den allermeisten Fällen ihrerseits aus einem gegengekoppelten OpAmp mit hoher Leerlaufverstärkung, so daß der Innenwiderstand der Signalquelle näherungsweise (sowie reproduzierbar und im Arbeitsbereich signalunabhängig) gegen 0[Ohm] geht. Einzige Ausnahme: Invertierende OpAmp-Schaltungen, die als Strom-Spannungswandler (z.B. für Photodioden usw.) verwendet werden - aber bei diesen Schaltungen fehlt dann der Vorwiderstand vor dem invertierenden Eingang (in der Schaltung von Dago: P1 und R15) in aller Regel ganz.

Wie gesagt: Die obigen (vereinfachten) Verstärkungsberechnungen gelten für den Fall, daß die Leerlaufverstärkung "(A(D)" hinreichend groß ist, so daß sie mit praktischer Relevanz nicht in das Rechenergebnis eingeht. Sollte die Leerlaufverstärkung "A(D)" so lausig klein sein, daß sie praxisrelevant mit ins Rechenergebnis eingeht, so müssen obige Formeln erweitert werden:



Die Bauteilreferenzen der Formel beziehen sich hierbei auf die bereits weiter oben von Dago gezeigte Schaltung:



Wenn man die Leerlaufverstärkung "A(D)" kennt, dann kann man ja diese Formel mal auf die Schaltung anwenden, um festzustellen, ob sich dann bezüglich der Verstärkungsänderung bei Einstellungsänderung des Lautstärkepotentiometers ein von ~ 11[dB] abweichender Wert ergibt.

Grüße

Herbert

Moin Herbert,

Schöne Betrachtung. Allerdings scheint mir da trotzdem irgendwo ein Fehler zu stecken. Die Realität und auch Simulationen sagen etwas Anderes...
Von ganz vorn.
Hier haben wir die Simulation eines perfekten logarithmischen Potentiometers welches von 1mV (-60dBV) bis auf 1V(0dBV) "durchgekurbelt" wird (der Parameter "wip" stellt die Potistellung von 0 bi1 dar) mit einem Simulationsabstand von jeweils 6dB, also oktavweise.(.step oct param wip 0.001 1 1)

Und damit simulieren wir mal Dago's Schaltung:

Da sehen wir dann in rot die Spannung hinter dem Poti und in grün die Ausgangsspannung...
Und tatsächlich, die Linien haben nicht mehr perfekt 6dB Abstand, sondern haben oben 8dB, dann ~5,5dB und unten wieder 6dB.
Und das schon am Eingang, hinter dem Poti. Allerdings sind max 2dB Abweichung bei höchster Aussteuerung nach meiner Meinung komplett zu vernachlässigen. Das geht doch in den nicht wirkich logarithmischen Kennlinien von realen Potis glatt unter.
Hier mal das berühmte blaue Alps... weit weg von ideal logarithmisch.

Und wenn man es eben gaaanz genau will, einfach mal den Poti-Wert auf 50k vermindert und die Gegenkoppelungswiderstände verdoppelt:

Aber dessen bedarf es nicht, wir wollen doch nur sinnvoll die Lautstärke regeln und nicht hochpräzise Messungen anstellen.

Gruß, Matthias

Der Widerstand R4 (180 Ohm) dient zur Reduzierung des Klirrfaktors bedingt durch die Harmonischen 3. und höherer Ordnung.
Er wird so bemessen, dass die Harmonischen 1. und 2. Ordnung bei mittlerer Aussteuerung annähernd gleich groß sind. Das führt zwar zu einer leichten Erhöhung der 1. Harmonischen, aber durch die starke Reduktion der höheren Harmonischen wird das Klangbild nicht mehr so "scharf oder spitz".

Dago

Noch etwas zu der Rückkopplung des KH-Verstärkers (KHV).
Der KHV wurde von mir speziell für den Beyerdynamic DT-1770 Pro entwickelt - alternativ betreibe ich auch den Sennheiser HD660S damit. Beide Kopfhörer sind recht hochohmig (HD660S 300 bzw. DT-1770 Pro 250 Ohm).
Befeuert wird der KHV von einer ebenfalls selbst entwickelten Röhren-Phono; diese liefert einen Pegel, der überwiegend den Lautstärkeregler des KHVs für eine für mich normale Abhörlautstärke bei ca. 50% belässt.
Der KHV wurde für eine maximale open loop Gain von 20 dB (Lautstärkeregler = 100%) ausgelegt. Nutzt man das mal aus, dann ergibt das eine Lautstärke, die dazu führt, dass die Musik etwas schrill und spitz klingt. Reduziert man die Gegenkopplung etwas, verbessert das deutlich das Klanggeschehen bei hohen Lautstärken (die Musik wird ganz leicht "verwaschener").
Daher ist die Auslegung der Gegenkopplung (sowieso mit nur wenigen dB) abhängig von der Lautstärkeregelung ausgelegt. Sie hat ein Maximum bei 50% des Lautstärkereglers und nimmt um einige dB zu höheren Werten ab. Die Abnahme unterhalb von 50% ist nicht relevant, da so leise kaum gehört wird. Anbei die Kurven dazu (rot = open loop gain, schwarz = closed loop gain).

Dago

Dago64 (Beitrag #44) schrieb:

Der Widerstand R4 (180 Ohm) dient zur Reduzierung des Klirrfaktors bedingt durch die Harmonischen 3. und höherer Ordnung. Er wird so bemessen, dass die Harmonischen 1. und 2. Ordnung bei mittlerer Aussteuerung annähernd gleich groß sind. Das führt zwar zu einer leichten Erhöhung der 1. Harmonischen, aber durch die starke Reduktion der höheren Harmonischen wird das Klangbild nicht mehr so "scharf oder spitz". Dago

Hallo Dago,
Dank Dir für die Erklärung zur Funktion des R4. Kann es sein, dass der klassische Kathodenfolger hier, also was das Klirrspektrum anbelangt, Vorteile gegenüber dem WCF hat?
Beste Grüße
Steffen

Ansonsten bin ich gerade etwas "hin- und hergerissen" ... baue ich nun den klassischen Kathodenfolger und koppele über einen Kondensator an der Kathode aus, mache ich etwas Parafeed-mäßiges mit den von Herbert verlinkten "niedlichen" kleinen Ringkernen, versuche ich mit den Ringkernen einen kleinen Gegentakter oder teste ich doch mal so einen WFC. ... schwierige Entscheidung.

Beste Grüße
Steffen

PS: @Matthias: Kannst Du mir evt. mal Dein LT-Spice-Modell der 6112 als PM senden oder hier posten?
Ich habe hier nur das Modell, was ich mit dem paint_kit "gewürfelt" habe ( Klick) und bin nicht sicher, ob das Okay ist.

Es gibt (neben viele weiteren) einen Grundsatz zu Induktivitäten, den sich jeder Entwickler auf die Fahnen schreiben sollte:

* Vermeide Induktivitäten, wo es nur möglich ist!

Dago

Dago64 (Beitrag #47) schrieb:

* Vermeide Induktivitäten, wo es nur möglich ist!

.....solange das nicht zu extremen schaltungstechnischen Klimmzügen führt.....

Moin,

Dago64 (Beitrag #44) schrieb:

Der Widerstand R4 (180 Ohm) dient zur Reduzierung des Klirrfaktors bedingt durch die Harmonischen 3. und höherer Ordnung. Er wird so bemessen, dass die Harmonischen 1. und 2. Ordnung bei mittlerer Aussteuerung annähernd gleich groß sind. Das führt zwar zu einer leichten Erhöhung der 1. Harmonischen, aber durch die starke Reduktion der höheren Harmonischen wird das Klangbild nicht mehr so "scharf oder spitz".

Der KHV wurde für eine maximale open loop Gain von 20 dB (Lautstärkeregler = 100%) ausgelegt. Nutzt man das mal aus, dann ergibt das eine Lautstärke, die dazu führt, dass die Musik etwas schrill und spitz klingt. Reduziert man die Gegenkopplung etwas, verbessert das deutlich das Klanggeschehen bei hohen Lautstärken (die Musik wird ganz leicht "verwaschener"). Daher ist die Auslegung der Gegenkopplung (sowieso mit nur wenigen dB) abhängig von der Lautstärkeregelung ausgelegt

Was ist nun an der vorgeschlagenen Schaltung besser als mit einem simplen Kathodenfolg (von mir aus sogar mit einer 5902). Die Ausgangsleistung ist an 600Ohm nicht besser und das richtige Klirrspektrum muß durch Trickserei hingebogen werden... Geht mit der 5902 "aus der Box", genau wie mit der 6S19p...da dann sogar mit der richtigen Ausgangsspannung. Die 6N6P kann das sicher auch ganz gut als Kathodenfolger...

@Steffen,
Jaja... wer die Wahl hat...
Das Modell der 6112 will ich so nicht veröffentlichen. Wenn die Dinger hier eintreffen, eingebrannt und die Kennlinien gemessen sind, gibt es auch ein davon abgeleitetes Modell. Das momentan benutzte ist aus den Datenblatt-Kennlinien abgeleitet.

Richtiger Röhrenklang ergibt sich meist aus dem Zusammenspiel des AÜ mit der Endstufenröhre. Wenn ich das nicht mag, muß ich natürlich auf Induktivitäten verzichten... aber warum sollte ich dann mit Röhren rummachen? Nicht alles, was sich perfekt mißt klingt auch so...

Gruß, Matthias

Moin Matthias,

Richtiger Röhrenklang ergibt sich meist aus dem Zusammenspiel des AÜ mit der Endstufenröhre. ...

Damit könntest Du durchaus Recht haben.

Ich habe noch mal ein wenig recherchiert ... In Fernost habe ich diesen Schnittbandkern-Übertrager speziell für Kopfhörerverstärker entdeckt. 5kOhm zu 600Ohm und zu 300Ohm, max. 2Watt, max. 50mADC, amorpher Schnittbandkern. Kosten: knapp 60 Euronen pro Stück. Versand aber auch noch mal 32 Euro. Zu den Verschachtelungen steht leider Nichts geschrieben.

Einen Übertrager für Kopfhörer mit klassischem EI-Kern gibt es auch in Fernost, sogar mit Anzapfungen für alle möglichen KH-Impedanzen, mit 23 € fast geschenkt (aber Versand noch mal 21 Euro). Den hatte ich vor einigen Jahren schon mal entdeckt.

Ich bin hier aber nicht sicher, ob der Zoll hier noch "zwischenfunkt". Bislang habe ich bei Ali immer nur Artikel unter 20€ bestellt, die kamen stehts ohne Probleme hier an, in den meisten Fällen sogar innerhalb von 2 - 3 Wochen nach der Bestellung.

Dann habe ich mich aber auch noch mal ans "Sparbrötchen" erinnert und mir den Thread noch mal durchgelesen. Deine Wickelarbeiten ( Klick und Klick) waren mir ja noch in Erinnerung.

Schnittbandkerne habe ich in der Bucht gefunden (Klick). CACC100 ist sicher etwas übertrieben, der Händler führt aber wohl auch CACC50 und CACC25. Die Maße habe ich hier gefunden.

So richtig sicher bin ich aber nicht, ob ich mich noch mals ans Sägen (Spulenkörper) und ans Wickeln am Küchentisch machen mag.

Bei Deinem DIY-"BigBoy"-Schnittbandkern-Übertrager hattest Du 120 Windungen pro Lage bei 18 Lagen, was dann 2070 Windungen sind, primär. Was würdest Du denn schätzen würde eine etwas kleine Ausführung des "BigBoy" für einen Kopfhörerverstärker so benötigen an Windungen, besonders im Hinblick auf die Heinriche?

Beste Grüße
Steffen

PS: Hast Du Dir 6112 geordert?