[gelöst] Harman Kardon HK930 Endstufe LTspice

Zu Deiner LTSpice-Simulation:

C6 = C605 sollte 10 nF sein
C9 = C607 sollte 100 nF sein
bei C1 = C601 die Polung umdrehen
die beiden Doppeldioden würde ich auch so übernehmen, also nochmals ein zweites Paar parallel einfügen
für den Trimmer würde ich einfach einen Festwiderstand von zunächst 1k anstelle von V4 einsetzen und dann mit den Werten ein wenig spielen, bis der Ruhestrom passt.

Beim realen Gerät würde ich insbesondere Tr 603 und Tr604 und die beiden Doppeldioden auslöten und prüfen.
Den Trimmer sollte man gegen einen modernen Spindeltrimmer ersetzen.
Da Elkos mit niedrigen Spannungsfestigkeiten häufig defekt sind, würde ich die beiden 220 µF 6,3V gegen 220µF 25V ersetzen.
Nebenbei: 220µF am Eingang sind nach meiner Erfahrung ungewöhnlich. Da würde ich eher 2,2µF oder4,7µF erwarten. Vielleicht gibt es dazu weitere Meinungen - auch wenn es mit dem Hitzeproblem eher wenig zu tun haben dürfte.

Zur Wiederinbetriebnahme kannst Du ja die Stromstärke durch eine vorgeschaltete 60 oder 100W-Glühlampe begrenzen.
Das sollte jedenfalls im Fall noch vorhandener Defekte vor größeren Schäden schützen.

Hallo Carl,

vielen Dank, dass du dir meine Schaltung angesehen hast. Ich habe die Werte korrigiert, doch hat das leider nichts an den Verhältnissen geändert. Verschiedene Werte für das Poti zur Bias-Einstellung verändern zwar die Spannungswerte in der unmittelbaren Umgebung, haben jedoch keinen Einfluss auf den Ruhestrom.

Solange ich die Schaltung in der Simulation noch nicht verstanden habe, mag ich mich auch nicht weiter an dem Gerät selbst versuchen. Ich habe auch noch einmal meine Schaltung mit dem Original-Schaltbild verglichen, dabei keine weiteren Fehler festgestellt. So bleibe ich etwas ratlos ...

Liebe Grüße
Günter

Wenn Du willst, dann schicke mir die LTSpice-Datei(en) an meine Email-Adresse. Die sollte für Foristen freigegeben sein.

Du hast Post.

Hallo Carl,

danke für deine PMs. Leider erlaubt mir das Forum keine private Antwort. Email gerne per PM

@biber.54:
Da Du die Schaltung verstehen lernen willst, habe ich Dir hier den Schaltplan der linken Endstufe des HK930 einmal farblich markiert und auch Spannungspunkte errechnet und eingezeichnet.




Ich hoffe, das hilft Dir dabei, den Fehler des (wahrscheinlich) zu hohen Ruhestroms zu finden und Messungen durchzuführen.

Der Soll-Wert des Ruhestroms ist 30mA, was an den Emitter-Widerständen einen messbaren Spannungsabfall von 15mV verursacht (siehe Testpunkt T.P. 1). Aber ich glaube es ist mehr los als nur ein verstelltes Trimmpotentiometer VR601.

Wenn Du beim Einschalten des Gerätes Schaden vermeiden willst, dann kannst Du statt der primären Feinsicherung eien 60W oder 100W Glühbirne (old-school) in Reihe mit dem ganzen Gerät schalten. Das ist eine gut wirksame Strombegrenzung und verhindert in aller Regel das Durchbrennen der Leistungstransistoren etc.
Suche im Forum nach dem Glühbirnen-Trick.

- Johannes

Hallo Johannes,

danke für die anschauliche Darstellung, das hilft schon beim Verständnis. Um dem Fehler auf die Spur zu kommen, bleibt mir wohl nichts übrig, als mich vorsichtig (alte Glühlampen haben wir noch) durch die Schaltung zu messen.

Liebe Grüße
Günter

Man erkennt anhand der farblichen Markierungen die einzelnen Schaltungsstufen.

Diese können jeweils einzeln betrachtet werden. Eine einzelne Schaltungsstufe wird jeweils von ihrem eigenen Ruhestrom durchlaufen, wobei dieser von positiver Versorgung zu negtiver Versorgung fließt. Jede der Stufen steuert die darauf folgende an, und zwar nicht nur im Sinne des Signals, sondern auch dadurch, dass die Basis-Anschlüsse der folgenden Stufe auf einem Gleichspannungspotential gehalten werden, so dass sich dort bestimmte Arbeitspunkte der Transistoren ergeben.

Jeder Transistor in solchen analogen Verstärkerschaltungen wird inmitten seiner analogen Verstärkungskennlinie betrieben, somit also nicht als Ein-/Aus-Schalter.
Als Konsequenz ergibt sich bei Transistoren, dass diese an ihrer Basis-Emitter-Strecke von einem konstanten Steuerstrom durchflossen werden. Diese B-E-Strecke funktioniert intern wie eine Diode, so dass wir eine konstante durchlasspannung von ca. 0,6V anliegen haben.

Man kann also durch Messung der B-E-Spannung im Betrieb herausfinden, ob ein Transistor dort korrekt arbeitet oder nicht. Nur bei 0.6V Basis-Emitter-Spannung ist er a) korrekt angetrieben und b) auch nicht defekt. Ausnahmen sind Transistoren der Schutzschaltung, welche eher als Schalter arbeiten.

Eine Fehlersuche in Verstärkerschaltungen wird man in der Regel stufenweise durchführen, meist von hinten nach vorne. Dabei sind die Spannungspunkte einer Stufe von oben nach unten alle aufschlussreich und lassen Schlüsse zu. Für jeden Transistor kennt man idealerweise alle drei Spannungen seiner Anschlüsse.

Wenn von "der Ruhestrom (Bias)" die Rede ist, wird meist der Ruhestrom der letzten Stufe gemeint. Dieser wird meistens zwei Stufen weiter vorne an einem Trimmpotentiometer vorgenommen, indem es eine Ansteuer-Gleichspannung für die Folgestufen einstellt.

So ist es auch hier bei diesem Verstärker: Das Poti VR601 stellt die Spannung zwischen Collector und Emitter des Ruhestromtransistors TR604 ein. Die Gleichspannung ist dort ca. 1,2V + 0,675V = 1,875V.

- Johannes

Hallo Günter,

auf Anhieb erkenne ich in deiner LTspice-Schaltung keinen gravierenden Fehler.

Das Poti würde ich allerdings als B-Quelle simulieren.
Trotzdem: Wenn V4 = 0V ist, darf die Spannung zwischen den Basisanschlüssen von Q5 und Q6 nur zwei pn-Übergänge betragen und der Ruhestrom durch Q8 müsste gegen Null gehen.
Und bei V4 = 0,8 V muss Q4 die Spannung zwischen den Basisanschlüssen von Q5 und Q6 auf fast 0 V zusammenziehen.
Die Definition für V4 ist allerdings nicht ersichtlich.

So, inzwischen habe ich meinen Bauteilevorrat aufgefüllt und den Verstärker weiter untersucht:
Einige Transistoren gegen kompatible (?) Exemplare ausgetauscht, alle Elkos erneuert, die Widerstände und die Doppeldioden in der Schaltung durchgemessen, doch an meinem Problem hat sich nichts geändert.
Hier noch einmal die Fakten:

1. am Ausgang kommt ein NF-Sinal an
2. ohne Eingangssignal steht am belasteten LS-Anschluss eine Gleichspannung von 0,1 V an.
3. durch die Endstufen-Transistoren fliesst ein Strom, der die Dinger in kurzer Zeit aufheizt
4. die Widerstände R16 und R17 (R616 und R617) bleiben kühl
5. an dem Testpunkt TP1 messe ich eine Spannung von ca. 400 mV statt der erwünschten 15 mV
6. die Stellung des Potis zur Bias-Einstellung bewirkt keine deutliche Veränderung

Ich habe versucht, das Problem in der Simulation nachzustellen, kann aber auch hier den Ruhestrom mit dem Poti nur minimal beeinflussen.

Johannes hatte oben ja bereits in das Schaltbild die von ihm berechneten Spannungen eingetragen.

Ich denke, sie bieten zumindest eine gute Orientierung. Letztlich würde aber schon die Überprüfung, ob jeweils ca. 0,6V als Differenz zwischen B-E messbar sind, wertvolle Hinweise liefern.

Fazit:
Aus meiner Sicht solltest Du die Spannungen an den Pins der Transistoren prüfen.

biber.54 (Beitrag #11) schrieb:

... an meinem Problem hat sich nichts geändert. Hier noch einmal die Fakten: 1. am Ausgang kommt ein NF-Sinal an

Schön.

biber.54 (Beitrag #11) schrieb:

2. ohne Eingangssignal steht am belasteten LS-Anschluss eine Gleichspannung von 0,1 V an.

Das ist bei dieser einfachen Schaltung normal.
Die Transistoren der differentiellen Eingangstufe arbeiten mit unterschiedlichen Kollektorströmen, deshalb haben sie unterschiedliche Basis-Emitter-Spannung.
Durch die unterschiedlichen Kollektorströme ergeben sich auch unterschiedliche Basisströme und dadurch unterschiedliche Spannungen über R602 und R615 (33 kOhm).
Die Offsetspannung könnte man für eine bestimmte Betriebsspannung durch Ändern von R603 (12 kOhm) vermutlich etwas verringern.
(Bessere Schaltungen arbeiten mit einer Konstantstromquelle statt Widerstand und einer Stromspiegelschaltung an beiden Kollektoren von TR601 und TR602, damit die beiden Transistoren gleichen Kollektorstrom führen.)

biber.54 (Beitrag #11) schrieb:

3. durch die Endstufen-Transistoren fliesst ein Strom, der die Dinger in kurzer Zeit aufheizt

Ja.

biber.54 (Beitrag #11) schrieb:

4. die Widerstände R16 und R17 (R616 und R617) bleiben kühl

P = U² / R = (400 mV)² / 0,5 Ohm = 320 mW.
Die Widerstände werden erst merklich warm, wenn deutlich mehr Strom fließt, also höherer Ausgangsstrom bei höher Aussteuerung.

biber.54 (Beitrag #11) schrieb:

5. an dem Testpunkt TP1 messe ich eine Spannung von ca. 400 mV statt der erwünschten 15 mV

Das ist deutlich zu viel.
I = U / R = 400 mV / 0,5 Ohm = 800 mA.

biber.54 (Beitrag #11) schrieb:

6. die Stellung des Potis zur Bias-Einstellung bewirkt keine deutliche Veränderung

Muss es aber.
Steht der Schleifer am oberen Anschlag, sind Basis und Emitter von TR604 verbunden, der Transistor ist wirkungslos.
Dann liegt aber nur noch D601||D602 (2 pn-Übergänge) zwischen den Basisanschlüssen von TR605 und TR606.
Das Maximum des Ruhestroms muss irgendwo zwischen beiden Endstellungen liegen. In Richtung zur unteren Endstellung wird die Spannung aber kaum noch sinken.
Eine seltsame Schaltung. Sieht für mich nach "Bastelei" aus oder Fehler im Schaltplan.

biber.54 (Beitrag #11) schrieb:

Ich habe versucht, das Problem in der Simulation nachzustellen, kann aber auch hier den Ruhestrom mit dem Poti nur minimal beeinflussen.

Das muss aber funktionieren. Vielleicht tippe ich die Schaltung auch mal ein.

Hallo,
gibt es in diesem Forum die Möglichkeit, Dateien hochzuladen? Ich würde dann meine LTspice .asc Datei zur Verfügung stellen.

Inzwischen habe ich den Rat von Carl und Johannes befolgt und alle B-E-Spannungen gemessen.
Auffällig war die Spannung an T604 (0,01 V) und an T606 (1,22 V). Welche Bauteile ich dabei allerdings in Verdacht haben muss, weiß ich nicht.

An TR604 ergibt sich natürlich dann eine niedrige Differenz, wenn der Trimmer an der entsprechenden Seite am Anschlag ist.

Es wäre auch noch aussagekräftiger, wenn Du die schwarze Messklemme an einem sicheren Ort mit GND verbindest und dann nur mit der roten Messspitze misst. Dann erhält man nämlich auch Werte, die direkt mit denen von Johannes oder denen einer Simulation vergleichbar sind.

UPDATE des Endstufen-Schaltplans, wo ich Spannungsberechnungen in geringen Umfang korrigiert habe:



Die Spannungsangaben sind Absolutwerte gegenüber Masse.

Was die berechneten Spannungen angeht, bin ich dankbar für Feedback, ob das so alles in der Realität stimmt.
Vielleicht kann man das auch noch mit Hilfe des SPICE Modells verifizieren.



Hier noch das Platinen-Layout der Endstufen mit farblich markierten Transistoren gemäß Schaltungsstufe. Auch die berechneten Spannungen habe ich eingezeichnet (hellgrün unterlegt) und ein paar weitere Details (Pin-Beschriftung der Transistoren und Elkos, Einzeichnen der Leistungstransistoren Stufe 4 und deren Anschlüsse)




Mein persönlicher Eindruck von diesem Layout: Nicht wirklich gut gemacht. Aber das ist eine andere Geschichte.

Bei genauer Betrachtung sind mir noch ein paar Fehler aufgefallen:
-- Der linke Kanal (Bauteilebbezeichnungen) bekommt hier den Input des rechten Kanals (R) und umgekehrt
-- Die Testpunkte TP1 und TP2 (Schaltplan) sind auf der Platine als TP3 und TP4 vom anderen Kanal gekennzeichnet und umgekehrt.
-- Der 10 Ohm Widerstand parallel zur Ausgangsspule L601 (Schaltplan) ist auf dem Platinen-Layout nicht mehr zu finden.


- Johannes

biber.54 (Beitrag #15) schrieb:

Inzwischen habe ich den Rat von Carl und Johannes befolgt und alle B-E-Spannungen gemessen. Auffällig war die Spannung an T604 (0,01 V) und an T606 (1,22 V). Welche Bauteile ich dabei allerdings in Verdacht haben muss, weiß ich nicht.

TR604 ist der Ruhestrom-Transistor und sitzt in Stufe 2 (rot). Er ist als VBE Multiplier geschaltet und wird damit als schwimmend gelagerte Spannungsquelle (konstante Spannung zwischen Collector und Emitter) , die sich mit dem Signal mitbewegt.
Wenn hier tatsächlich nur 0,01V Basis-Emitter-Spannung anliegt, dann ist er durchgebrannt.

TR606 ist der Treiber für die negative Signalhälfte und es könnte sein, dass auch dieser kaputt ist, Evtl. kann die seltsame B-E-Spannung auch eine Folge des durchgebrannten Ruhestromtransistors sein.

Jedenfalls würde ich auch noch das Trimmpoti untersuchen bzw, ganz einfach ersetzen. Diese Potis müssen stabil und zuverässig funktionieren.

- Johannes

@Johannes

Hast Du gesehen, dass der Trimmer direkt Basis und Emitter verbindet, wenn der Schleifer am oberen Ende (bezogen auf Grafik) ist.
Ich denke, das muss noch geprüft werden. Ansonsten wäre natürlich U(B) = U(E) sein.

Gruß
Carl

Mmmhhh..... Wenn der Trimmer null Ohm wird, dann müsste der Transistor denke ich sperren, weil er nur noch aus der Basis-Collector Diode in Sperrrichtung besteht.
Dafür würde der gesamte Gleichstrom der rote Stufe durch die "Varistor" Mehrfachdioden fließen und deren Forwärtsspannung Vf wäre anstatt VBE Multiplier wirksam. Falls dann das Trimmpoti auch nur eine kurze Unterbrechung macht, brennt die Endstufe ab.

Außerdem: Die Mehrfachdioden sind parallel geschaltet! Wieso überhaupt???
Bei Bauteilen mit positivem Temperaturkoeffizient darf man das nicht tun, denn es kann sich aufschaukeln, wenn der Strom höher wird.

Eigentlich müsste man die VBE-Konstruktion zur Erhöhung der Betriebssicherheit umbauen. Zumindest aber das Trimmpoti erneuern und die Dioden wechseln. wenn es diese noch gibt (ansonsten wird der Umbau knifflig).


Übrigens:
Wir hatten schon Reparatur-Threads zu defekten HK930 hier im Forum. Beispiele:

http://www.hifi-forum.de/viewthread-185-15438.html

http://www.hifi-forum.de/viewthread-185-15838.html


- Johannes

CarlM. (Beitrag #19) schrieb:

..., dass der Trimmer direkt Basis und Emitter verbindet, wenn der Schleifer am oberen Ende (bezogen auf Grafik) ist. Ich denke, das muss noch geprüft werden. Ansonsten wäre natürlich U(B) = U(E) sein.

Und in dieser Endstellung des Potis, die vermutlich nicht genutzt werden soll, muss der Ruhestrom der Endstufentransistoren < 1 mA werden.

Dreht man das Poti aus dieser Stellung hoch, steigt der Ruhestrom vermutlich schnell zu seinem Maximum (viel Strom (ca. je 2 mA) durch die Doppeldioden und noch wenig Strom durch TR604).

In der oberen Endstellung fließt durch die Dioden nur noch ca. 0,7 V / 5 kOhm = 140 µA, also ca. 70 µA je Diodenpaar. Dafür ist dann Ube des TR602 höher.
Der Einstellbereich wird ziemlich gering sein.

Als Transistoren schlage ich für die Simulation folgende vor:

Standard-Kleinsignal-Transistoren von Panasonic (TO-92 45V 100mA)
2SC828 -> BC547B
2SA564A -> BC557B

Treibertransistoren von Toshiba (TO-39 80V 800mA)
2SC497 -> MPSA06 bzw. SSTA06
2SA497 -> MPSA56 bzw. SSTA56
Die Toshiba-Typen haben das Maximum der Stromverstärkung bei 200 mA. Hier kann man ggf. für die Simulation einfach doppelte Kristallfläche annehmen (Area-Faktor), also beispielsweise beim Component Editor (Ctrl + rechter Mausklick) hinter "Value2" eine "2" eintragen. (Der Area-Faktor hat keinen Namen.)

Endstufentransistoren von Hitachi (TO-3 90V 7A)
2SC897 -> 2N3055
Der 2N3055 ist zwar etwas robuster, das wird aber ungefähr passen.

Ich hatte mich auch schon an der Simulation versucht. Die Auswahl einigermaßen funktionierender Transistormodelle war/ist ein Problem.
Es ist mir deshalb nie gelungen, eine "Komposition" zu finden, die ein DC-Offset von 0 mVDC als Ergebnis liefert.
Seltsam fand ich auch, dass die 3-4 angebotenen 2N3055-Modelle zu deutlich unterschiedlichen Ergebnissen führen.

Hier ein Beispiel - allerdings ohne 2N3055:

Hier ist meine Schaltung

In der Bildbeschreibung ist der Inhalt der zugehörigen .asc-Datei.

Hallo,
da ist ja eine spannende Diskussion um das Verstärkerdesign entstanden. wird Zeit, dass auch ich mich wieder melde:

Eine Gemeinheit habe ich gerade entdeckt: Das Pinout des originalen 2SC828 (ECB) stimmt nicht mit dem des neu eingesetzten BC547 (CBE) überein. Darauf bin ich natürlich prompt hereingefallen und habe den Transistor falsch eingesetzt. Jetzt ist die BE-Spannung bei 5 K am Poti 0,75 V und lässt sich auch auf 0,6 V einregeln. Die Spannung am Testpunkt bleibt aber nach wie vor zu hoch, die Endstufe heizt weiter.

Liebe Grüße
Günter

Hallo Günter,

die BC547/BC557 habe ich für die Simulation benutzt, weil sie im Prinzip das gleiche Transistorkristall enthalten wie 2SC828A/2SA564A und LTspice für die BC547/BC557 Modelle mitbringt.
Mit der Anschlussbelegung im Gehäuse hat das nichts zu tun.

Die Kristalle der BC547/BC557 gab es in Europa zuerst auch mal mit der japanischen (internationalen) Belegung (Kollektor = Kristallrückseite in der Mitte) als BC167/BC257 und als BC317/BC320 mit der amerikanischen Belegung (wie 2N3904/2N3906): Basis in der Mitte, aber Kollektor und Emitter vertauscht gegenüber BC547/BC557.

Durchgesetzt haben sich in Europa die Varianten, die pinkompatibel zu den BC107/BC177 sind, weil die ohne Layoutänderungen ersetzt werden konnten.

Hallo "Elektronator",

den BC547 hatte ich mir schon vorher als Ersatz für den 2SC828 besorgt und eingebaut. Erst heute habe ich bemerkt, dass ich das Teil falsch eingestzt hatte. Leider hat es die Korrektur dann aber auch nicht gebracht, der Fehler muss irgendwo anders liegen.

biber.54 (Beitrag #24) schrieb:

... neu eingesetzten BC547 (CBE) ... Jetzt ist die BE-Spannung bei 5 K am Poti 0,75 V und lässt sich auch auf 0,6 V einregeln. Die Spannung am Testpunkt bleibt aber nach wie vor zu hoch, die Endstufe heizt weiter.

Die Schaltung zur Ruhestromeinstellung finde ich schlecht realisiert, ihr Stellbereich ist zu klein. Dazu kommt, dass die Einstellung nicht monoton verläuft, das Maximum liegt nicht an einem Endanschlag, sondern dazwischen.

Bei Stellung 5 kOhm fließt fast der gesamte Ansteuerstrom ((UB -1 V/ (R605 + R606) = 38 V / (3,9 kOhm + 5,6 kOhm) = 4,0 mA) durch TR604.
Bei Ic = 4 mA müsste Ube kleiner sein als 0,75 V. (Datenblatt BC547: Ube = 0,58...0,70 V @ Ic = 2 mA, der BC547 müsste hier passen.)

Vielleicht hast du Kollektor und Emitter vertauscht. Dann arbeitet er zwar immer noch als npn-Transistor, aber die Stromverstärkung ist viel kleiner (ca. 8 statt ca. 290) und als Folge fließt mehr Basisstrom und auch mehr Strom durch die Doppeldioden.

Letzte Kontrolle vor dem Schlafengehen: Q4 sitzt richtig.

Bin beeindruckt von Euren Simulationen und Schlussfolgerungen.

Ich gehe mal auf vorherige Fragestellungen ein:

Es ist meiner Meinung nach nicht so tragisch, wenn kein Null DC Offset in der Simulation herauskommt. Daraufhin würde ich nicht die Transistor-Typauswahl in der Simulation optimieren, sondern lieber in der Realität den Fußpunkt-Elko der Gegenkopplung erneuern und im Extremfall die Schaltung anpassen. Einflussfaktoren real existierender Bauteile haben viel Einfluss.

Schaltung anpassen würde bedeuten:
Hier spielt die Gleichheit der Eingangstransistoren eine größere Rolle, sowie die Dimensionierung der jeweiligen Widerstände in Richtung Masse an den Eingängen (jeweils am invertierenden und nicht-invertierendeb Eingang des Differenzverstärkers).

Der Eingangsstrom der Differenz-Transistoren wird quasi aus der Masse (bzw. auch aus der virtuellen Masse Ausgang) in den Basis-Anschluss "gesaugt".
Je nach Stromverstärkung und nach Widerstandswert erzeugt dies einen Spannungsabfall am Widerstand, wodurch eine kleine Eingangsgleichspannung entsteht. Dies kann für beide Eingänge jeweils unterschiedlich sein. Die Differenz dieser kleinen Eingangsspannungen wird dann wie jedes Signal auch verstärkt und erscheint am Ausgang des Verstärkers als DC Offset.

Aber wie gesagt, erst mal den Elko C603 erneuern, denn seine altersbedingten Leckströme können ebenfalls schon Offset erzeugen.
Dieser Elko hat, wie einige andere in der Schaltung, nur 6.3V Spannungsfestigkeit.
Solche Elkos sollten schleunigst rausgeworfen werden, weil sie nach der Erfahrung nach Jahren sehr häufig defekt sind. Ersatz sollte mindestens 35V Spannungsfestigkeit haben, weil sie dann länger halten.


- Johannes

Die Offsetspannung scheint hier einige zu interessieren. Dann schauen wir die Schaltung im Bereich von TR601 und TR602 doch mal näher an.

Das Grundprinzip ist einfach:
Der Verstärker hat zwei Eingänge:
einen nichtinvertierenden (Basis von TR601) und
einen invertierenden (Basis von TR602)
Das ist genau wie bei einem Operationsverstärker. Das Ausgangssignal wird über den Spannungsteiler R615/R607 auf den invertierenden Eingang zurückgeführt. Widerstände erzeugen sehr wenig Verzerrungen und man kann den Verstärkungsfaktor damit sehr genau einstellen.

Wenn beide Eingänge gleiche Eigenschaften aufweisen, wird die Spannung am Ausgang des Verstärkers so groß werden, dass die Spannung zwischen R615 und R607 genau der Eingangsspannung folgt.

C603:
Im Audiofrequenzbereich ist die Impedanz von C603 viel kleiner als R607, C603 kann als Kurzschluss betrachtet werden.
Bei Gleichspannung fließt durch C603 kein Strom und damit auch nicht durch R607. Der Spannungsteiler teilt nicht mehr, das Ausgangssignal gelangt ungeteilt zum invertierenden Eingang. Der Gleichspannungsoffset wird also nicht verstärkt.

Nun aber zum Differenzverstärker am Eingang:
Arbeitspunkte (Ströme):
Im Normalbetrieb führt TR603 ca. 4 mA Kollektorstrom (erzeugt durch R605 + R606) und TR603 arbeitet im Linearbetrieb. Ube ist damit ca. 600 mV. Diese Spannung liegt auch an R600.
Der Strom durch R600 ist daher 600 mV / 330 Ohm = 1,8 mA. (Der Basisstrom von TR603 ist viel kleiner und wird vernachlässigt.)
Die 1,8 mA kommen von TR601. Damit kennen wir dessen Ruhestrom.

Über R603 erhalten TR601 und TR602 gemeinsam ca. 37 V / 12 kOhm = 3,1mA.
1,8 mA fließt über TR601, der Rest (3,1 mA – 1,8 mA = 1,3 mA) fließt über TR602.

-> TR601 und TR602 arbeiten mit unterschiedlichen Kollektorströmen (1,8 mA bzw. 1,3 mA). Dadurch haben sie auch unterschiedliche Basis-Emitter-Spannungen.
TR601 arbeitet mit ca. 40 % höherem Kollektorstrom als TR602. Wenn die Transistoren gleiche Stromverstärkung haben, dann ist auch der Basisstrom von TR601 um 40 % höher als der von TR602.

Der Basisstrom von TR601 fließt durch R602, der Basisstrom von TR602 fließt durch R615.
R602 = R615 = 33 kOhm. Die Einflüsse der Basisströme würden sich gegenseitig aufheben wenn sie gleich wären. Hier ist der Spannungsfall über R602 aber auch um 40 % größer als der über R615.

Fazit:
Hauptursachen für die Offsetspannung sind
1. die unterschiedlichen Basis-Emitter-Spannungen von TR601 und TR602, verursacht durch unterschiedliche Kollektorströme für TR601 und TR602 und
2. die unterschiedlichen Spannungsfälle über R602 und R615, verursacht durch unterschiedliche Basisströme von TR601 und TR602.

Der Kollektorstrom von TR601 hängt ab von der Basis-Emitter-Spannung von TR603 und damit auch von dessen Temperatur.
Der Gesamtstrom für TR601 und TR602 hängt ab von der Versorgungsspannung.
Mit dieser einfachen Schaltung wird sich die Gleichspannung am Ausgang mit der Versorgungsspannung und mit der Temperatur ändern.

Die Unterschiede der Kollektorstöme von TR601 und TR602 kann man aber verringern, wahrscheinlich werden dann auch die Unterschiede der Basisströme geringer.
Wenn die Annahmen von oben stimmen (TR603: Ube = 600 mV und 37 V über R603), dann kann passt zur Symmetrierung R600 = 390 Ohm besser als 330 Ohm.

@ Johannes:
Die Elkos habe ich schon alle ausgetauscht, das brachte keine Änderung.

Habe dann mal ein paar Spannungen mit deinem Diagramm verglichen, es gibt leichte, aber nicht sehr krasse Abweichungen:
E(Tr601/602) +1,05 V statt 0,6 V
B(Tr602) +0,4 V statt 0 V
C(Tr603) -0,1 V statt -0,675 V
B(Tr604) +0,6 V statt -0,1 V
B(Tr605) +1,6 V statt +1,2 V

Aber immer noch -0,35 V am TP1
Da ich die Spannungen am Poti nicht vernünftig messen konnte, habe ich dort mit dem Oszilloskop nachgesehen. Die Spannungen schwanken periodisch um mindestens 0,3 V. Ist hier also der ganze Verstärker am Schwingen? Und wie gewöhnt man ihm das ab?

Liebe Grüße
Günter

biber.54 (Beitrag #31) schrieb:

E(Tr601/602) +1,05 V statt 0,6 V

Hallo Günter,

welche Transistoren sind bei den Pos. TR601 und TR602 bestückt? (noch die alten 2SA564A?)
Je nach Stromverstärkung verursacht der Basisstrom einen zusätzlichen Spannungsfall über R602 bzw. R615.
0,2 V kann hier durchaus auftreten, also am Emitter 0,8 V statt 0,6 V finde ich okay. 1,05 V finde ich zu viel.
Entweder dein Messgerät zeigt zu hohe Spannung an, oder die Verstärkung von TR601 und TR602 ist zu niedrig.

Bei TR601 und TR602 muss die Stromverstärkung hoch sein und vor allem bei beiden gleich.

@ Elektonator:

welche Transistoren sind bei den Pos. TR601 und TR602 bestückt? (noch die alten 2SA564A?)

Es sind noch die alten Transistoren drin.

Kann mich erst später melden.

biber.54 (Beitrag #33) schrieb:

welche Transistoren sind bei den Pos. TR601 und TR602 bestückt? (noch die alten 2SA564A?) Es sind noch die alten Transistoren drin.

Okay, die können niedrigere Verstärkung aufweisen.
Bei gleichen Basisströmen wäre das unerheblich, dann ist nur die Spannung etwas verschoben.
Kannst du erkennen, ob eine Stromverstärkungsgruppe markiert ist?
"Q": B = 130-260
"R": B = 180-360
"S": B = 260-520

Die Offsetspannung ist allerdings nicht so wichtig die 2SA564A würde ich erst Mal drin lassen. Viel wichtiger ist der Ruhestrom der Endstufe.

In Ruhe muss ein kleiner Querstrom durch beide Halbwellenzweige fließen, damit die Übernahme "weich" geschieht.
Die Spannung an TP1 misst man zwischen den beiden markierten Punkten, also über R617 (nicht gegen Masse).
Beim Messen darf kein Lautsprecher angeschlossen sein, ausschalten am Schalter genügt. (Mit angeschlossenem Lautsprecher erzeugt die Offsetspannung einen Gleichstrom durch den Lautsprecher und der fließt je nach Polarität der Offsetspannung entweder durch R616 oder durch R617 und verfälscht das Messergebnis.)

Hast du einen Sollwert für den Ruhestrom?
Üblicherweise stellt man ungefähr 20 mA ein, also hier 10 mV über R617. Wenn 15 mV empfohlen sind, dann entspricht das Ruhestrom = 30 mA.
Man kann auch die Spannung zwischen den Anschlüssen 5' und 6' messen, d. h. über R616 + R617, wenn man da gut drankommt. Da doppelter Widerstand muss man dann die doppelte Spannung, also 30 mV (für Ruhestrom = 30 mA) einstellen.

Deine Spannungsmessungen scheinen alle um ca. 0,4 V verschoben zu sein.
Vielleicht ist der gewählte Massepunkt nicht optimal.
Ich messe in einem solchen Fall die Spannung direkt zwischen Basis und Emitter (Ube) des jeweiligen Transistors.
Ube müsste bei allen Kleinsignal-Transistoren um 0,6 V (bzw. -0,6 V) betragen.
Die beiden Leistungstransistoren werden im Ruhezustand mit relativ geringem Kollektorstrom betrieben (normalerweise die eingestellten ca. 20-30 mA), bei denen wird die Basis-Emitter-Spannung ca.0,4 V betragen.

Den Ruhestrom stelle ich meistens um 20 mA ein.
Geringerer Ruhestrom erzeugt weniger Wärme in den Endstufentransistoren, erhöht dafür aber die Verzerrungen.
Die Verzerrungen solcher Endstufen sind in der Regel viel geringer als die der Lautsprecher.

Noch zwei Hinweise an "Simulanten":

TR603, TR605 und TR606 heizen mit ca. 150 mW. Je nach Kühlung im Gerät werden sie wärmer, dadurch sinkt ihre Ube.
Bei SPICE bleiben alle Halbleiter als Standard bei gleicher Temperatur.
(SPICE wurde für die Entwicklung monolithischer ICs erstellt, darin haben alle Bauteile die gleiche Temperatur.)

TR601 und TR602 sind gleiche Transistoren und man verweist meistens auf das gleiche Bauteilmodell.
Damit haben diese Transistoren in der Simulation absolut identische Eigenschaften.
Besonders bei Differenzschaltungen kann man damit unrealistisch gute Ergebnisse erhalten.

@ Elektronator:

Es ist mir gelungen, einen der scheuen Gesellen vor die Linse zu bekommen. Das ist TR601 des rechten Kanals, ich nehme mal an, dass alle gleich sind.

Okay, die können niedrigere Verstärkung aufweisen. Bei gleichen Basisströmen wäre das unerheblich, dann ist nur die Spannung etwas verschoben. Kannst du erkennen, ob eine Stromverstärkungsgruppe markiert ist? "Q": B = 130-260 "R": B = 180-360 "S": B = 260-520

Danke, das sind hilfreiche Erklärungen zu SPICE, die uns auch den Unterschied zwischen Modellierung und Realität vor Augen führen.

Hast du einen Sollwert für den Ruhestrom? Üblicherweise stellt man ungefähr 20 mA ein, also hier 10 mV über R617. Wenn 15 mV empfohlen sind, dann entspricht das Ruhestrom = 30 mA. Man kann auch die Spannung zwischen den Anschlüssen 5' und 6' messen, d. h. über R616 + R617, wenn man da gut drankommt. Da doppelter Widerstand muss man dann die doppelte Spannung, also 30 mV (für Ruhestrom = 30 mA) einstellen.

Im Service Manual wird 30mA Ruhestrom in Stufe 4 (blau) vorgegeben. Dies habe ich auch in den colorierten Schaltplan eingezeichnet. Der Spannungsabfall an den 0,5 Ohm "Emitter-Widerständen" R616 und R617ist jeweils 15mV, also 0,015V.

Hinweis an biber.54/Günter:
Ruhestrom und Offset funktionieren unabhängig voneinander und können / sollten separat betrachtet werden.

- Johannes

Man darf Simulationen nicht alles glauben. Ich betrachte Simulation nur als weiteres Werkzeug, neben Multimeter, Lötkolben, Oszi, ...

Das Service Manual habe ich jetzt bei Elektrotanya besorgt.
Darin steht beim Bias Adjustment:
"(2) Connect 8 ohm load ..."
Das ist nach meiner Auffassung nicht gut.
Die (hier relativ große) Offsetspannung verursacht einen zusätzlichen Strom durch die Last (z. B. 100 mV / 8 Ohm = 12,5 mA) und einen der beiden Widerstände, der beim anderen Widerstand fehlt. Wenn man, wie angegeben, nur über R617 misst, ist der Messfehler ziemlich groß. Ich rate zum Messen und Einstellen keine Last anzuschließen.

Beim 2SA564 gab es anscheinend früher auch mal Verstärkungsgruppe "P". In meinem Datenblatt ist die nicht mehr aufgeführt. Die Bildersuche bei Google zeigt jedoch ein paar Fotos davon.
Und https://www.el-component.com/bipolar-transistors/2sa564-p nennt für die Gruppe "P": B = 90-180.
Bei so niedriger Stromverstärkung muss der Unterschied der Kollektorströme der Eingangstransistoren möglichst gering sein, damit die Spannungsfälle an R602 und an R615 gleich sind.

Mit Verstärkungsgruppe "P" klingen die Messwerte bei den Eingangstransistoren eher plausibel.
Die Werte sind nicht toll, die Eingangsstufe scheint aber prinzipiell zu funktionieren.
Um eine Verringerung der Offsetspannung würde ich mich später kümmern, nachdem die Endstufe inkl. Ruhestrom wieder richtig arbeitet.

PS:
Panasonic hat das Halbleitergeschäft an die Firma Nuvoton Technology Corporation abgegeben.
Dankenswerterweise hat Panasonic die letzten Datenblätter der alten Bauteile online gestellt, obwohl Panasonic damit nichts mehr verdient.
Wer also noch Originaldatenblätter sucht, sollte mal hier nachschauen: https://industrial.p...emiconductors/models


Nachtrag:
https://ksp-electron...anel/2sa564-ar-to-92
zeigt die erste Seite eines vermutlich älteren 2SA564-Datenblatts, das weitere Stromverstärkungsgruppen enthält, auch "P".

biber.54 (Beitrag #31) schrieb:

Habe dann mal ein paar Spannungen mit deinem Diagramm verglichen, es gibt leichte, aber nicht sehr krasse Abweichungen: E(Tr601/602) +1,05 V statt 0,6 V B(Tr602) +0,4 V statt 0 V C(Tr603) -0,1 V statt -0,675 V B(Tr604) +0,6 V statt -0,1 V B(Tr605) +1,6 V statt +1,2 V Aber immer noch -0,35 V am TP1 Da ich die Spannungen am Poti nicht vernünftig messen konnte, habe ich dort mit dem Oszilloskop nachgesehen. Die Spannungen schwanken periodisch um mindestens 0,3 V. Ist hier also der ganze Verstärker am Schwingen? Und wie gewöhnt man ihm das ab?

Hallo Günter,
deine Spannungsmessungen habe ich jetzt etwas genauer angeschaut: Etwas Auffälliges habe ich nicht erkannt.
Zwischen B(Tr605) und B(Tr605) (=C(Tr603)) liegt 1,7 V.
Ube der Treiber 2SC497 und 2SA497 wird 2 x 0,6 V sein, also insgesamt 1,2 V. (das hast du aber nicht gemessen)

Dann bleiben 0,5 V für den Leistungstransistor Tr901 und die Spannung über R616 und R617 (U = Ruhestrom x (R616 + R617))
Ube des 2SC897 wird um 0,4 V liegen (das hast du bisher auch nicht gemessen), dann fließt durch R616 und R617 ca. 100 mA.
Dabei wird Tr901 warm. Das hat zur Folge, dass seine Ube sinkt und seine Stromverstärkung steigt. Der Ruhestrom steigt noch höher.

Aus meiner Sicht zeigt die Endstufe hier das erwartete Verhalten, wenn meine Annahmen stimmen.

Das Problem: Zwischen Basis(Tr605) und Basis(Tr606) (=C(Tr603)) liegt 1,7 V. Diese Spannung ist vermutlich etwas zu hoch.
Diese Spannung ergibt sich aus der Spannung über den Doppeldioden und Ube(Tr604).
Von den Doppeldioden habe ich allerdings kein Datenblatt gefunden.

Durch diesen Zweig fließt konstant 4 mA, erzeugt aus der positiven Versorgungsspannung und R605 + R606.
VR601 ändert nur die Verteilung des Stroms durch die Doppeldioden und durch Tr604. Die Summe der Ströme ist immer 4 mA.
Der Einstellbereich durch VR601 ist dabei sehr gering, schätzungsweise um 200 mV.
Das ganze funktioniert auch nur, wenn beide Doppeldioden angeschlossen sind. Vielleicht ist ein Zweig unterbrochen.

Diese Schaltung mag zwar feinfühlig einstellbar sein, ist aber ohne Bauteiltoleranzen designed, wird also nicht mit allen Bauteilen funktionieren.

Bei Tr604 hast du den 2SC828 ausgetauscht gegen BC547 ersetzt wenn ich mich richtig erinnere, und die Pinzuordnung nochmal kontrolliert.
Du hattest vorher mal geschrieben "Jetzt ist die BE-Spannung bei 5 K am Poti 0,75 V "
Das ist zu viel und liegt außerhalb der Datenblattgrenze des BC547.

Alternativ kannst du statt dem BC547 hier einen BC337 verwenden. Der BC337 (oder BC338) hat eine größere Chipfläche und dadurch etwas geringere Ube bei gleichem Kollektorstrom.
Stimmen die Widerstandswerte von R605 und R606? (müsste man bei ausgeschaltetem Receiver und üblichem Digitalmultimeter messen können, ohne die Widerstände auszulöten.)

Für das langsame Schwingen habe ich keine Erklärung.
Ist die Mittelanzapfung der entsprechenden Trafowicklung mit Masse verbunden? (fehlende Masseverbindung kann zu instabilen Potentialen führen)

Zunächst mal ein ganz herzliches Dankeschön an alle, die sich mit meinem Verstärker-Problem beschäftigt haben.

Mehr durch einen Zufall habe ich gemerkt, dass der Lötstift B2, der Anschluss an die negative Versorgungsspannung, locker saß und so keinen Kontakt mehr zur Leiterbahn hatte. Die Verbindung zu R611 und 612 war dadurch offen. Der Emitter von T902 bekam allerdings trotzdem Strom, da sein Kabel direkt an den Stift angelötet war. Auch ich habe die Spannung immer direkt am Stift gemessen und habe so die Unterbrechung nicht bemerkt.

Ein kleiner Draht löste das Problem. Definitiv defekt war nur einer der Leistungstransistoren, alle anderen hätten auch weiterhin ihren Dienst getan.

Wieder so ein 'da-soll-man-erstmal-drauf-kommen-Fehler', den man in der Simulation jetzt nachbauen aber anhand des Schaltbilds nicht erkennen kann.

Bleiben mir jetzt noch ein paar kosmetische Aufgaben: Sofittenlampen der Anzeigen ersetzen, Potis und Schalter überprüfen ...

Ich denke, solche "dummen" Fehler kennen wir alle. Umso besser, dass Du ihn entdeckt hast.
Halte uns auf dem Laufenden!

Noch ein paar Anmerkungen zur Reparaturfreundlichkeit des Geräts:

Im Gegensatz zu modernen hochintegrierten und miniaturisierten Geräten kann man hier noch mit einem normalen Lötkolben und ohne Lupe etwas werden. Schwierig wird es dann aber doch, da die Drähte der Bauteile grundsätzlich umgebogen sind und Kabel vor dem Verlöten zunächst um die Lötstifte gewickelt wurden. Hier empfielt sich der Einsatz von Lotsauglitze, die m.E. das Lot gründlicher entfernt als eine Pumpe.

Hier noch ein paar Fotos, die eher an ein Bastelprojekt als an ein Großserienmodell erinnern:


Ansicht von unten


Die Lötseite der Endverstärker-Platine


Stiftreihe der Endverstärker-Platine

biber.54 (Beitrag #41) schrieb:

...Mehr durch einen Zufall habe ich gemerkt, dass der Lötstift B2, der Anschluss an die negative Versorgungsspannung, locker saß und so keinen Kontakt mehr zur Leiterbahn hatte. Die Verbindung zu R611 und 612 war dadurch offen. Der Emitter von T902 bekam allerdings trotzdem Strom, da sein Kabel direkt an den Stift angelötet war. Auch ich habe die Spannung immer direkt am Stift gemessen und habe so die Unterbrechung nicht bemerkt. Ein kleiner Draht löste das Problem. Definitiv defekt war nur einer der Leistungstransistoren, alle anderen hätten auch weiterhin ihren Dienst getan. Wieder so ein 'da-soll-man-erstmal-drauf-kommen-Fehler', den man in der Simulation jetzt nachbauen aber anhand des Schaltbilds nicht erkennen kann. Bleiben mir jetzt noch ein paar kosmetische Aufgaben: Sofittenlampen der Anzeigen ersetzen, Potis und Schalter überprüfen ...

Hallo Günter,

Glückwunsch, dann hast du den Fehler gefunden.

R611 hat zwei Aufgaben:
1. Mindeststrom für Tr606 fordern, damit dessen Ube auch in Ruhe nicht unter 0,6 V sinkt und
2. die Basiszone von Tr902 auszuräumen, damit Tr902 schneller sperrt, wenn die positive Halbwelle beginnt.

Bei Unterbrechung von R611 und hoher Aussteuerung mit hohen Frequenzen wird Tr902 zu langsam sperren und für kurze Zeit fließt sehr hoher Querstrom direkt durch Tr901 und Tr902 und vermutlich wird einer von beiden dann zu heiß werden und ausfallen.

Nach meiner Erfahrung stellen sich viele Fehler hinterher als "trivial" heraus. Auch nach vielen Jahren kann man immer noch etwas Neues erleben und lernen.

Große Lotmengen sauge ich erst Mal mit einer Absaugpumpe weg. Sauglitze nimmt dann noch die Reste auf (auch wenn man sich daran leicht die Finger verbrennt ;-) Dann wird komplett mit neuem Lot verlötet.

Wenn du möchtest, können wir noch die Offsetspannung verringern, wenn die jetzt noch zu hoch sein sollte.

Die Schaltung macht auf mich einen soliden Eindruck, bis auf die Ruhestromeinstellung der Endstufen (zu geringer Einstellbereich und falsche Einstellung möglich). Das Klangregelnetzwerk ist ordentlich aufgebaut, fast nach Baxandall.

Viel Spaß mit dem Receiver und der noch zu erledigenden Kosmetik

___GRATULATION____ zur erfolgreichen Reparatur!

Dies war ein interessanter Fall und das aus mehreren Gründen.
1.) biber.54, Du hattest ja schon geschrieben, dass die Fehlerursache etwas ungewöhnlicher, nämlich dass der Lötstift B2 keinen Kontakt mehr zur Leiterbahn hatte.
2.) Die Schaltungssimulation Reparatur-Hilfe hat hier wenig gebracht. Ich finde das einer Erwähnung wert, u.a. weil ich selbst eher "vom alten Schlag" bin und mit LTSPICE oder PSPICE nicht so flink sinnvolle Ergebnisse produzieren würde wie Andere.

Die Kenntnis der Schaltung und die Analyse der konkreten Umsetzung in Bauteilen, Platine und Verdrahtung sind denke ich nach wie vor wichtige Faktoren für den Erfolg bei der Fehlerbehebung.

Auf jeden Fall aber...
Viel Spaß mit diesem bildschönen Klassiker!

- Johannes

Es ist halt immer so, dass man die Vor- und Nachteile einer Methode kennen muss und letztere dann variabel (= passend für das Problem) anwendet.

Ich habe bei Reparaturen wertvolle Hinweise durch LTSpice bekommen, z.B. wenn die Messpunkte an Platinen (wie beim Pioneer A676) schwer zugänglich sind. Und auch hier wurden doch die konstruktiven Schwächen des Geräts erkennbar.

Ein "Schnipp" mit der virtuellen Schere lässt hier den Ruhestrom auf 600 mA ansteigen.

@ Johannes

2.) Die Schaltungssimulation Reparatur-Hilfe hat hier wenig gebracht. Ich finde das einer Erwähnung wert, u.a. weil ich selbst eher "vom alten Schlag" bin und mit LTSPICE oder PSPICE nicht so flink sinnvolle Ergebnisse produzieren würde wie Andere.

Dies war auch meine erste Erfahrung mit LTspice, und ich fand es faszinierend, wie man hier die Funktion einer Schaltung nachvollziehen und auch verändern kann, ohne den Lötkolben zu bemühen.
Übrigens, wenn man jetzt den Fehler kennt, kann man ihn auch in der Simulation nachvollziehen und bekommt ähnliche Werte wie die, die ich in der Schaltung gemessen habe.
Wie gesagt - hinterher

Die Kenntnis der Schaltung und die Analyse der konkreten Umsetzung in Bauteilen, Platine und Verdrahtung sind denke ich nach wie vor wichtige Faktoren für den Erfolg bei der Fehlerbehebung.

Wenn ich nicht zufällig gesehen hätte, dass der Stift wackelt, wäre ich nie drauf gekommen.

Auf jeden Fall aber... Viel Spaß mit diesem bildschönen Klassiker!

Danke

Als ich vor 50 Jahren meine ersten Schaltungen zusammengelötet habe, hatte ich gerade mal ein Multimeter und einen Lautsprecher um zu hören, ob aus dem Teil etwas heraus kam ...

Am Computer habe ich heute spontanen Zugang zu Schaltplänen, die Möglichkeit der Simulation, ein Picoscope als preiswertes und vielseitiges Oszilloskop und

----- das kann man gar nicht hoch genug schätzen: eine nette und hilfsbereite Community ---

Darum noch einmal ein großes Dankeschön an alle.