über alles Gegenkopplung?

max130 schrieb:

"...noch zwei weitere Trimmer, über welche sie die in jedem Fall vorsichtig wirkende über-alles-Gegenkopplung auf diverse Lautsprechermodelle abstimmen können." Jetzt möchte ich hier die Fragen stellen: Was ist die über-alles-Gegenkopplung? Wie kann ich die für meine Lautsprecher justieren?

Hallo Stefan,

den ersten Satz finde ich etwas merkwürdig. Wenn Du nicht über die notwendigen Messgeräte verfügst, dann wird Dir diese Einstellmöglichkeit sehr wenig nützen um den Amp auf verschiedene Lautsprechermodelle ab zu stimmen.

Ja was ist eine "ÜberAllesGegenkopplung". Hierbei wird ein geringer Prozentsatz des Ausgangssignals, meist von der Sekundärseite des Ausgangsübertragers, auf eine Eingangsstufe zurückgeführt.

Das hat grob gesagt folgende Vorteile:

- Klirrminderung
- erhöhte Bandbreite, erweiterter Frequenzbereich des Verstärkers
- Linearisierung des Frequenzbereiches
- Geringerer Innenwiderstand des Verstärkers, bessere Bedämpfung der Lautsprecher
- stabilerer Betrieb, vermindert die Schwingneigung, kann aber auch das Gegenteil bewirken wenn die ÜAGK falsch dimensioniert wird
- Brummminderung
- usw.

Ich glaube das reicht mal fürs Erste.

Gruß

Hallo,

Was ist die über-alles-Gegenkopplung?

Die Gegenkopplung von der Sekundärseite des AÜ auf die Eingangsstufe des Verstärkers.

Wie kann ich die für meine Lautsprecher justieren?

Stärkere Gegenkopplung= niedriger Ri des Verstärkers und damit größere Bedämpfung des Lautsprechers, Das hat aber andere Nachteile (TIM).

Es läßt sich über die GK auch der Frequenzgang ändern.

Sidolf war da schneller.

MfG
Volker

Danke für Eure Antworten.

Den merkwürdigen Satz habe ich aus einer Hifi-Zeitschrift abgeschrieben. Er erweckt den Eindruck, als wäre es einfach, über Justage der Trimmer (einer je Kanal) den Verstärker an die Lautsprecher anzupassen (?).
Hier würde mich die praktische Vorgehensweise interessieren.

Aus Neugierde habe ich an dem Trimmer gedreht, während ich einen 1KHz Rechteck auf dem Oszilloskop parallel zum Lautsprecher beobachtet habe. Die Amplitude hat sich geändert, aber nicht die Form des Signals. Also habe ich es wieder so zurückgestellt, wie es war.

Wenn ich die Gegenkopplung (ÜAGK) richtig verstehe, gibt es einen idealen Kompromiss?
Falls es dringende Gründe gibt, hier nichts zu justieren oder besser, falls jemand praktische Tips zum Prüfen/Einstellen hat, bitte melden

Viele Grüsse
Stefan

Hallo,
ich bin am Bau eines Verstärkers.. und muss die ÜAGK berechnen. Die Schaltung ist ziemlich einfach, ECC832 und 6V6 in PP.
Schaltplan siehe unten. Das ECC83-System ist nach Philips-Datenblatt auf eine Verstärkung von 57 eingestellt. Eingangssignal ist Line-Pegel. Das ECC82-System übernimmt die Phasenumkehr.
Bis jetzt konnte mir keiner sagen, wie ich die Gegenkopplung zu berechnen habe. Die 6V6GT benötigen 38Vpp oder 19Vp zur Vollaussteuerung und bringen an Raa von 8k 14W, ich betreibe sie aber UL, also wird es wohl etwas weniger sein. Hab ich überhaupt genug Reserven für eine ÜAGK? Hab sie im Schaltplan erstmal mit einem Poti eingezeichnet, würde sie aber gern durch einen Festwert ersetzen. Wie gesagt fehlt mir ein Ansatz zum Berechnen, habe auch keinen gefunden. Nebenbei macht mein AÜ bei 22kHz schon -1db, also wollte ich die Höhen etwas anheben, hab gelesen, das ist ebenfalls per Gegenkopplung möglich.
Danke für Eure Hilfe!
Grüße

Hallo,

eine Frage: mit welcher Eingangsspannung soll der Verstärker denn seine Vollaussteuerung erreichen?


MfG
DB

Hallo,
Mit Line-Pegel.
Für Phono bau ich eine extra Vorstufe.
Grüße

Line-Pegel (CDP) liegt bei etwa 2V, kann aber bei einem Tape auch bei 0,5V liegen oder noch deutlich tiefer.

Die Verstärkung der ECC83 beträgt (der Katodenwiderstand ist ja nicht überbrückt) lediglich 33.33
V = Mü * Ra / (Ri + Ra). Und Mü = S * Ri. Also wäre die korrekte Formel V= S*RI*Ra / (Ri + Ra).
Jetzt ist aber beim nicht überbrückten Rk eine Strom-Gegenkopplung entstanden, welche den Ri der Röhre vergrössert. Es entsteht ein neuer Ri, der als Ri' bezeichnet wird und der sich aus Mü * Rk bildet. Mü ist 100, der Rk 1.2k, Ri (Datenblatt) ist in der Schaltung 80, ist Ri' 120
V = S * Ri * Ra / (Ri + Ri' + Ra) = 1.25 * 80 * 100 (=10'000) / 80 + 120 + 100 (= 300)
V = 10'000 / 300 (=100 / 3) = 33.33
Das mal zur ersten Rechnung.

Zweitens können wir aus den Kennlinien der 6V6 folgendes ableiten: Nehmen wir eine Betriebsspannung von 250V an (in der Praxis sollten es maximal 285V werden), dann bekommen wir bei Ug2 250V und Ug1 0V einen Anoden-Strom von 112mA, bei Ug2 150V einen solchen von 57mA. Auf der zweiten Kennlinie sehen wir, wie wir die Gitterspannung Ug1 verändern müssen, um den gleichen Effekt zu erzielen. Das erreichen wir bei Ug2 250V und Ug1 -10V. Also haben wir eine Steuerwirkung des Schirmgitters von 10.
Um nun die konkreten Verhältnisse berechnen zu können müssten wir den Punkt kennen, an welchem (bei wie viel %) die Schirmgitter am Ausgangstrafo angeschlossen sind. Üblich ist rund 40%, nur ist dies nicht garantiert.
Vergleiche ich andere Röhren, etwa eine EL34, so ergeben sich dort Leistungsverluste durch die Ultralinear-Schaltung von 26% bei 20%iger Schirmgitter-Gegenkopplung und 37% bei 43%iger Gegenkopplung. Das wären statt der 14 W der 6V6-Endstufe noch 10.7W oder 8.8W. Und dies bei immer gleicher Gittervorspannung von -19V und gleicher Ansteuerspannung von rund 13.5V eff. pro Röhre.

Jetzt rechnen wir mal weiter und denken nicht mehr daran, dass wir mit der Ultralinear Leistung "verschenkt" haben. Am Gitter der Endröhren liegt also eine Wechselspannung von 13.5V und wir haben eine Verstärkerstufe von 33.33. Also wird ohne zusätzliche Gegenkopplung die Eingangsspannung für die maximale Leistung (eben 8,8 bis 14W, je nach Schirmgitterbetrieb) 13.5 / 33.33 sein. Wir brauchen also ein Quellgerät, welches mindestens 0.5V liefert. Und wie gesagt, ohne Gegenkopplung, also das Trimmpoti ausgebaut!!

Bevor wir weiter rechnen müssen wir überlegen, was wir mit dem Ding anfangen wollen. Wir könnten uns darauf beschrenken, CDP anzuschliessen. Dann wäre eine Gegenkopplung von rund 12dB (1 zu 4) möglich. Damit würde ein Klirr auf einen Viertel reduziert. Das wäre (ohne Schirmgittergegenkopplung) dann ein Klirr von rund 1% bei 14 W. Mit der Schirmgitter-Gegenkopplung (für 8,8 W) wäre die Leistung deutlich geringer (-2dB), der Klirr würde sich dann aber auf 0.625% reduzieren. Das tut er aber auch, wenn wir die Gegenkopplung mit dem Trimmpoti so einstellen, dass bei 2V Eingangsspannung nur 8,8 W raus kommen!

Sagen wir mal so: Man kann durch verschiedene Konzepte eine Klirr-Armut erzielen. Sicher ist, dass die Endröhren eine lineare Schirmgitterkennlinie haben müssen, wenn wir "Ultralinear" einsetzen. So sind z.B. die diversen "KT" Röhren speziell auf jenen Einsatz konstruiert. Bei der 6V6 bezweifle ich dies stark, ob also da die Linearisierung gleich wirkungsvoll ist wie eine Überalles-Gegenkopplung ist sehr die Frage. Und genau so gibt es Röhrenbastler, welche einfach mal mit "falschen" Röhren Versuche machen, ohne wirklich messen zu können. Eine 6L6 hat gewisse Ähnlichkeit mit einer KT77. Und selbst wenn sie "identische" Daten hat, sie ist nicht gleich gebaut und die Schirmgitter-Wirkung unterscheidet sich. Damit wird möglicherweise der Klirr nicht so stark verbessert, wie die Leistung gemindert wird. Und sowas ist einfach nur dumm.

Jetzt nochmals zurück zu Deiner Berechnung:
Ich habe gesagt, wir bräuchten am Endröhrengitter 13,5V Signal. Und wir haben eine Verstärkung von 33.33, macht also 405mV am Gitter der ECC83. Hätten wir die Katode der ECC83 an Masse (mit einem Elko), dann hätten wir eine Verstärkung von 55.56. Wir bräuchten dann am Gitter der ECC83 lediglich eine Spannung von 243mV. Wir hätten dann bei NULL Volt an der Katode (auf Tonspannung bezogen) eine Gitter-Katodenspannung von 243mV.
Rechnen wir mit einer Eingangsspannung von 2000mV, bedeutet dies, dass wir eine Wechselspannung von (2000 - 243 =) 1757mV an der Katode haben dürften. Ein Teil der Katodenspannung entsteht bereits am Katodenwiderstand, weil er nicht überbrückt ist. Und zwar muss das (405mV - 243mV) die berechnete Eingangsspannung (ohne Katodenelko) abzüglich die Eingangsspannung (mit Katodenelko) sein. Was jetzt noch fehlt, wird durch den Trimmer der Katode vom Ausgang her zugeführt. Oder anders gesagt: Die Katodenspannung muss 1.595V betragen. Also müssen im Moment diese 1.595V am 1,2k Katodenwiderstand stehen. Und am Verstärkerausgang (8 Ohm Anschluss bei 14W angenommen) haben wir eine Spannung von 14V. I Rk ist 1.33mA~ , U R6 ist 12.405V, macht einen Wert des R6 (für den Strom von 1.33mA) von 9.33k

Der richi44 hat alles schön erklärt. Will man also wirkungsvoll gegenkoppeln und auch hinsichtlich der Eingangspegel nicht zu stark eingeengt sein, muß noch eine Verstärkerstufe hinzugefügt werden.

MfG
DB

Hallo,
Erstmal: Riesen Dank für Eure Hilfe! Echt eine super Antwort! Hab zwar ein paar mal lesen müssen, um den letzten Abschnitt zu verstehen, aber trotzdem: 1A!
der AÜ hat die Schirmgitteranschlüsse bei 25%. Ich denke, ich werde meistens den Laptop als Signalquelle nutzen, hab mal gelesen, der soll 775mV Pegel haben.
Der AÜ ist mit 12W angegeben, mir persönlich würden des Frequenzgang halber auch 10W reichen.

Wenn ich mal von 1000mV ausgehe, brauch ich also an der Kathode (1000mV - 243mV) 757mV.
(nebenbei - warum hast Du mit 243mV gerechnet? Ich hab doch keinen Ck)
Die Spannung am AÜ bei 10W - weiß ich leider nicht.

Danke!
Grüße

Hallo,

ich würde keine Ultralinearschaltung verwenden. Hier: http://www.oestex.com/tubes/ulo.html gibt es dazu reichlich zu lesen. Ich wüßte auch kein Gerät aus dem Studiobereich, welches die Ultralinearschaltung verwendete.
Mit 1V (Ueff? Us? Uss?) Eingangsspannung wird die Gegenkopplung immer noch nicht weltbewegend sein. Man könnte auch eine EF80 oder EF86 und als Phasenumkehrstufe eine halbe ECC82 nehmen. Mit der Verstärkung der Pentode käme man hier schon weiter.


MfG
DB

Hallo,
naja, ich kann die vollen 14W der normalen Pentodenschaltung eh nicht ausnutzen, da der AÜ nur 12W macht, da dachte ich mir das halt..Wie gesagt, mir reichen eh schon 10W, locker, vorallem wegen dem Frequenzgang des AÜ (leider nur 5x verschachelt)
Ich hab keinen Platz mehr für eine weitere Röhre, aber ich hab das Gehäuse schon hier
Ich bin von 1000mVs ausgegangen. Auf Wiki steht, dass der typische Line-Pegel 0,775mVeff hat, also kommt das in etwa hin.
Gerade bei dieser Schaltung, die ähnlich einfach wie meine ist http://diyaudioproje...-6V6-Tube-Amplifier/, wird auch mit UL gearbeitet..
Auch wenn der Effekt gering ist, ich würde UL und dafür weniger ÜAGK bevorzugen. Bei einer Einstellung auf nur 10W wäre die ÜAGK ja eh wieder stärker und der Klirr würde sich alleine schon verringern, weil ich die Endstufe nicht richtig ausfahre.. Eine andere Möglichkeit wäre halt die Pentodenschaltung von 14W über die GK auf 10W zu 'drosseln'. Ich wollte aber eigentlich nicht so stark gegenkoppeln, da mir Klangfärbung wirklich zusagt.
Grüße
Edit: Die 775mVeff des Line-Pegels gelten an 600 Ohm.. meine Eingangsimpedanz dürfte bei ungefähr 50k (ohne nachrechnen) liegen..da steigt die Spannung natürlich, oder?

Hallo,

insgesamt ist die Verstärkung zu niedrig, als daß die Gegenkopplung sonderlich wirkungsvoll wäre. Das könnte man mit einer Triode-Pentode wie z.B. der ECF80 oder ECF82 verbessern.

GüntherGünther (Beitrag #12) schrieb:

Ich wollte aber eigentlich nicht so stark gegenkoppeln, da mir Klangfärbung wirklich zusagt.

Klangfarben kommen aber eher durch Instrumente und Stimmen und nicht durch Verstärker und ungenügend kontrollierte Lautsprecher zustande.
Die Gegenkopplung hat noch eine witere Funktion: sie soll das Hochlaufen der Ausgangsspannung verhindern, was sonst möglicherweise den Ausgangsübertrager beschädigen würde. Durch Kombination von Gegen- und Mitkopplung kann man einen sehr geringen Innenwiderstand (hohen Dämpfungsfaktor) erreichen.

GüntherGünther (Beitrag #12) schrieb:

Edit: Die 775mVeff des Line-Pegels gelten an 600 Ohm.. meine Eingangsimpedanz dürfte bei ungefähr 50k (ohne nachrechnen) liegen..da steigt die Spannung natürlich, oder?

Nein, die heutigen Geräte haben einen so geringen Innenwiderstand, daß kein Spannungsverlust bei (vernünftiger) Belastung entsteht.


MfG
DB

Hallo,
die ECF82 finde ich zu steil und zu unlinear..zumindest der Triodenteil.
Die ECF80 sagt mir mehr zu und ist schön niederohmig. Ich werde mich mal ans Entwerfen einer Schaltung machen, Danke!
Grüße
Nebenbei: Gilt die Formel für die Verstärkung, die Richi genannt hat, nur für Trioden, oder auch für Pentoden?

Hallo,

die ECF82 wird völlig problemlos in NF-Verstärkern verwendet. Radford hatte kein Problem damit, sie in seinen (ausgezeichneten) Verstärkern einzusetzen.
Die Formel geht auch bei Pentoden.

MfG
DB

Zur Verstärkungsformel
V =( S * Ri * Ra ) / ( Ri + Ra ).
Zuerst aber noch die Barkhausensche Röhrenformel:
S * D * Ri = 1
und D = 1/Mü
Also ist Mü = S * Ri

Rechnen wir mal eine ECC83 (immer mit überbrücktem Rk)


Zuerst müssen wir den Gitterwiderstand der Nachfolgestufe (Rg') von 680k parallel zum Ra von 220k setzen. Das ergibt einen Widerstand von 166.22k.
Weiter müssen wir Ri und S bestimmen, denn die Angaben im Datenblatt sind abhängig von Ua. Nehmen wir den Strom von 0.48mA als richtig an und auch die Speisung von 250V, so entsteht am Ra (hier ist nur der Wert von 220k massgebend für den Röhren-Ruhestrom) ein Spannungsabfall von 105.6V, also bleibt eine Anodenspannung von 144.4V, abzüglich Uk von 1.06V macht eine Anoden-Katodenspannung von 143.3V.
Da es nur Angaben für Ua 100V und 250V gibt, die 144V aber näher bei 100V als bei 250V liegen, nehmen wir eine Steilheit von 1.35mA/V an (das wäre der Wert, der bei zusätzlichen 40V Ua zu erwarten ist, wenn das ganze ein lineares Verhältnis hätte).
Und da Mü in beiden Fällen des Datenblattes 100 ist wird Ri = Mü / S, also 100 / 1.35 = 74

Dann sieht die ECC83 nach obiger Formel so aus:
V = S * Ri * Ra / Ri + Ra = 1.35 * 74 * 166 (=16'583.4) / 74 + 166 (= 240) = (16'583 / 240 =) 69.1
Die Tabelle nennt ein V von 66.5, meine Rechnung ergibt 69.1, macht eine Toleranz von rund 4%.

Nehmen wir die EF86,

so haben wir wiederum zuerst Ra zu bestimmen. Da es sich um die selben Werte wie bei der ECC83 handelt ist Ra ebenfalls 166.22k
Ri ist mit 2.5M angegeben, irgendwelche weiteren Angaben sind nicht vorhanden.
Rechnen wir, mit dem was wir haben, so ist
V = S * Ri * Ra (2.2 * 2500 * 166 =) 913'000 / Ri + Ra (2500 + 166 =) 2666
V = 913'000 / 2'666 = 342.5

Hier haben wir eine Abweichung von rund 46% die ich nicht erklären kann. Es gibt eigentlich keinen Grund, warum die Rechnung bei der Pentode nicht stimmen sollte. Es ist aber Tatsache, dass genau wie bei der Triode nicht alle Zusammenhänge in den Tabellen dargestellt sind, dass es somit Einflüsse gibt, die wir nicht berücksichtigen. Ein solcher Einfluss ist jener des Schirmgitters. Wenn, wie hier das Schirmgitter nicht an einer festen Spannung hängt, so hat die variable Schirmgitterspannung (variabel durch die Änderung des Schirmgitterstroms als Folge der Steuergitter-Änderung, also Ansteuerung) einen Einfluss auf die Verstärkung. Theoretisch wird durch C g2 die NF abgeleitet, sodass die Schirmgitterspannung keine NF bekommt. Nur ist nicht bekannt, mit welchen Signalen die Verstärkung gemessen wurde. Es wäre durchaus möglich, dass wir bei einer wirklich fixen Schirmgitterspannung eine andere Verstärkung bekämen.
Eine andere Möglichkeit ist, dass Ri nicht so gross ist wie angegeben. Dies zeigen die Verhältnisse rund um die Kennlinien. Da ergäben sich nämlich bei Ua 100V Anodenströme von rund 1.5mA, in der Tabelle aber stehen aber 0.9mA für Ik (Ia + Ig2). Und wenn ich die Ia-Ua-Kennlinie anschaue, dann habe ich unterhalb einer Anodenspannung von 100V (trotz fester Ug2) einen stärkeren Abfall, was auf einen höheren Ri hin deutet.
Ich gehe also bei der EF86 davon aus, dass sich der angegebene Ri auf eine feste, höhere Schirmgitterspannung und einen höheren Anodenstrom bezieht. In der gezeichneten Schaltung im Datenblatt mit Ra 220k (für den Anoden-Gleichstrom massgebend) und Rg2 1M wird Ri nicht 2,5M werden, sondern nur etwa 325k! Und dann stimmt die Rechnung wieder!!

Hallo,
so, der neue Schaltplan steht..
was mir aufgefallen ist, ist, dass die ECF80 doch extrem niederohmig ist.
Ich hab folgendes ausgerechnet:
S = 5,625mA/V
Ri (aus Datenblatt) = 400k
Ri mit Strom-GK durch fehlenden Ck = Ri * (1 + S * Rk) = 400000 * (1 + 0,005625 * 80,6) = 581,35k
V = (S * Rigk * Ra) / (Rigk + Ra) = (0,005625 * 581350 * 22000) / (581350 + 22000) = 106
Mü = S * Rigk = 0,005625 * 518350 = 2916
D = 1 / Mü = 1 / 2916 = 0,000343%
1 = S * D * Rigk = 0,005625 * 0,000343 * 518350 = 1

Also müsste das doch alles passen, oder?
Das einzige Problem liegt bei der PI..Ich hab den AP dem Datenblatt bei 100V, -2V und 14mA entnommen. 14mA sind schon der maximale Dauerkathodenstrom..dazu kommt halt noch die Aussteuerung. Meint ihr, das passt trotzdem?
Ansonsten..
AP Pentode:
Ub = knapp 250V
Ua = Ug2 = 100V
- Ug1 = 0,75V (heißt, ich könnte max. 1,5Vpp als Eingangssignal haben..)
Ik = 9,75mA

ich hab mir die Daten der ECF82 nochmal angeguckt.. bei 100V; 8mA und -1V der Triode liege ich bei 2Vpp zwischen 16mA bei der positiven Halbwelle und 4mA bei der negativen Halbwelle.. da steigt der Klirr doch ins unermessliche, oder irre ich mich?
Grüße

Hallo,

ich würde der ECF wesentlich weniger Strom gönnen. R14/R16 zu 47k, R5 100k...220k, R7 über den Daumen gepeilt 470k. Ach ja, das untere Ende des Schirmgitter-C gehört direkt an die Katode.


MfG
DB

Hallo,
Wenn ich mit dem Strom weiter runter gehe, wird die ECF80 ziemlich unlinear..
zumindest der Pentodenteil ist weit unter max. Kathodenstrom und Verlustleistung.
Wenn ich bei der Triode auf -3V zurück gehe, bin ich im unlinearen Teil der Kennlinie. Ich hab mir immer eingebildet, bei Kathodyn-PI ist niederohmigkeit gerade gut?
Grüße

Hallo,

die Katodynstufe arbeitet auf die Gitterableitwiderstände und die dynamische Eingangskapazität der 6V6. Es würde auch funktionieren, erhöhtest Du R14 und R16 auf 100k. Weiterhin holt die Katodynstufe ihre Klirrarmut aus der starken Gegenkopplung, die sie aufweist.
Bei der Pentode zeichne doch einfach mal folgenden AP samt Widerstandsgerade ins Ausgangskennlinienfeld ein: Ug2=100V, Ua=100V, Ub=250V, Ra=100k und dann schau mal, mit welch geringer Eingangsspannung Du hier aussteuern kannst, bis für die 6V6 Vollaussteuerung erreicht ist. Der Überschuß an Verstärkung steht hier zur Anwendung einer Gegenkopplung zwecks Senkung des Innenwiderstandes des Verstärkers und der Verminderung seines Klirrs zur Verfügung.


MfG
DB

Hallo,
ich hab mal ein paar Arbeitspunke eingezeichnet. Ub ist immer 250V, Ua & Ug2 immer 100V. ~Ug1 sind 0,5Vs/1Vss.
bei 100k Ra brauche ich -2V, daraus ergibt sich:
Ia = knappe 2mA
-Ug1 = 2V
Spannungshub positive Halbwelle: 92,5Vs
Spannungshub negative Halbwelle: 75Vs
Also reichlich Klirr.

ein anderer AP:
Ia = 6mA
-Ug1 = 1V
Spannungshub positive Halbwelle: 63Vs
Spannungshub negative Halbwelle: 55Vs

der AP, den ich mir gedacht hatte:
Ia = 7,5mA
-Ug1 = 0,75V
Spannungshub positive Halbwelle: 55Vs
Spannungshub negative Halbwelle: 53Vs

Hab die Werte mit Widerstandsgerade ermittelt, können also leicht abweichen.
Meinst du, ich sollte wirklich den Ra auf 100k vergrößern, wenn der Klirr dann so groß wird?
Ich dachte auch immer, ein niederohmiges Schaltungsdesign ist vorteilhaft.

Zur PI:
Wenn ich R14 und R16 auf 100k vergrößere und 100V abfallen, bin ich bei einem Strom von 1mA und das ist in etwa bei -6,8V am Gitter. Das ist mitten im Anlaufbereich, also dort ist die Kennlinie sehr unlinear. Selbst wenn ich bei -4V bin, fließt ein Strom von 6mA und nichtmal dort ist die Kennlinie gerade. Da wäre ich bei einem Wert für R14/R16 von rund 18k, also das, was ich auch für die ECC82 vorher vorgesehen hatte. Wirkt es sich nicht negativ auf den Klirr aus, wenn ich meinen Arbeitspunkt für die Kathodynstufe im unlinearen Bereich der Kennlinie wähle?
Grüße

Hallo,

ich habe gerade mal LTspice angeworfen und mit einer 6BL8 herumsimuliert. Also: Mit Deiner im Schaltplan angegebenen Dimensionierung kommst Du vom Generator bis zum Ausgang der Phasenumkehrstufe (mit kapazitiv überbrücktem Rk der Pentode) auf knapp 90fache Verstärkung.
R7 mußte ich vergrößern auf 500k, das kann aber daran liegen, daß es hinsichtlich des Schirmgitterstromes nur wenige taugliche Pentodenmodelle gibt.
Wenn man an den Eingang der Schaltung 150mVeff anlegt, erreicht man am Ausgang der Katodynstufe eine Wechselspannung von 15V bei einem Klirr von 5,6%. Hierbei fließt schon Gitterstrom in der Katodynstufe.

Meine Dimensionierung sieht etwas anders aus:

1.
6BL8 (ECF80)
Ub=250V
Pentode: Ra=220k, Rk=3,3k, Ug2 aus Spannungsteiler (wg. Modell), abgeblockt mit 5u zur Katode
Triode: beide Arbeitswiderstände 47k, Rk 2,7k.
Die Ausgangsspannung von 15V wird bei einer Eingangsspannung von 82mV erreicht (Verstärkung somit 183fach), der Klirr erreicht dabei 0,6%.
Der -3dB-Punkt unter Annahme eines Generatorwiderstandes von 100k liegt bei etwas unter 90kHz.

2.
6U8 (ECF82)
Ub=250V
Pentode: Ra=220k, Rk=5,6k, Ug2 wie bei 1.
Triode: Arbeitswiderstände wie bei 1., Rk=1k
Hier erhalte ich bei etwas geringerer Verstärkung (113fach) ähnliche Klirrwerte.


MfG
DB

Hallo,
Wow, danke! Mit LTSpice kann ich leider nicht umgehen.
Ich werde die Werte so übernehmen, großartig dass Ihr mir so geholfen habt!
Aber was meinst du mit Spannungsteiler für das G2? Soll ich den Ra als Poti ausführen und den Schleifkontakt gegen G2 schalten?
Ich denke, ich werde bei der ECF80 bleiben, wegen der höheren Verstärkung. Wenn ich zuhause bin, versuche ich mich mal an der Berechnung für die ÜAGK. Gilt Deine ermittelte Verstärkung ohne Ck?
Grüße und schönen Sonntag!

Hallo,

die Katodenwiderstände sind Richtwerte, weil ich nicht sagen kann, wie weit das Pentodenmodell unter verschiedenen Bedingungen von der realen Röhre abweicht.
Der Spannungsteiler für das Schirmgitter ist ganz einfach realisiert, und zwar von der Betriebsspannung nach Null Volt (Masse), Abgriff bei etwa 100V. Dann kommt noch ein Kondensator zwischen g2 und k. Wie gesagt, es ist der Tatsache geschuldet, daß der g2-Strom im Modell =0 ist.
Du kannst auch einfach einen passenden Vorwiderstand nehmen. Ich würde als ersten Wert mit 470k probieren.


MfG
DB

Hallo,
kannst du bitte das -Ug1 und Ia der Pentode durchgeben? Dann kann ich Ig2 ablesen, den Vorwiderstand ermitteln und den Vorwiderstand im NT berechnen.
Was mir aufgefallen ist..hast Du die Werte für die PI auch für 250V Ub ermittelt? Die PI soll bei mir mit 300V laufen.
Wenn ja, wie hoch ist Ia der Triode nach deiner Simulation?
Grüße

Hallo,

Pentode:
Ia=0,78mA
Ug1=-2,57V
Damit komme ich auf Ua=82V, bei Ug2=100V.
Ich kann den ganzen Kram auch nochmal mit anderen Betriebsspannungen simulieren. Du müßtest mir nur sagen, welche Spannungen Du für die Pentode und die Triode zur Verfügung hast.


MfG
DB

Hallo,
für Deine Hilfe bin ich dir echt dankbar!
Bitte simuliere mal die PI für Ub = 300V. Kannst du bitte die Arbeitswiderstände ermitteln und mir dazu passend einen guten AP für die Triode durchgeben?

Und geht das bei der Pentode, wenn Ug2 > Ua? Ich dachte, die G2-Spannung darf niemals über die Ua steigen..
Was hälst Du von folgendem AP für die Pentode:
Ub = 250V.
Ua = Ug2 = 100V
-Ug1 = 2,5V
Ia = 1mA
Ig2 = 0,4mA
Ra = 150k
Rg2 = 390k
Rk = 1,8k

Ich hab den AP aus dem Datenblatt entnommen. Er ist ähnlich dem von dir simulierten, nur dass Ua = Ug2. Inwiefern verändert sich hier die Verstärkung und Klirr?

Wäre es hier nicht sinnvoll, das im Selbstbaubereich weiter zu führen?

Hallo,

@UweM: Der Webmaster könnte das Thema in den Selbstbaubereich verschieben.

@GüntherGünther: ich werde erst heute abend dazu kommen, die Simulation durchzuführen.


MfG
DB

Hallo,
@DB; das ist absolut kein Problem, es ist super, dass du überhaupt so hilfbereit bist
Grüße

Hallo GüntherGünther,

im Prinzip ist es schon so, daß Ua größer oder gleich Ug2 sein sollte. Es wird aber in der hochohmigen Schaltung kein Schaden dabei eintreten.

also: mit Ra=150k und Rk=2,4k erhalte ich Ua=Ug2=100V. Ich habe dann Rk der Katodynstufe verkleinert auf 2,2k, der Klirr bei 15V erreicht etwa1,6%. Die Gesamtverstärkung liegt bei 170.

Jetzt neu:
Ub (Pentode)= 250V, Rk= 3,3k, Ug2= 100V, Ra= 220k
Ub (Triode)= 300V Rk=2,2k, Ia=2,2mA
Die Verstärkung liegt dann über 180. Klirr ist um 0,55%.
Wenn man die Ansteuerung zurücknimmt, so daß nur 1,5V entstehen, liegt man mit dem Klirr um die 0,1%, dabei sind k2 und k3 etwa gleich groß.
Da würde ich mir keine Sorgen machen und das Ganze so bauen: der meiste Klirr wird ohnehin vermutlich aus der Endstufe kommen.


MfG
DB

Hallo,
Oh, okay, dann bleibe ich bei dem Arbeitspunkt den Du mir vorgeschlagen hast.
Der Ia der Pentode ist geblieben?
Wegen des Ig2 müsste ich Rk anpassen. Bei Ia = 0,78mA, Ig2 = 0,35mA (abgelesen aus Datenblatt) und _Ug1 = 2,57V komm ich auf einen Rk (E96) = 2k, da komme ich auf Ua = 78,4V. Rg2 wäre nach meiner Berechnung ungefähr 470k.

Einen AP hätte ich noch für Dich (Pentode):
Ub = 250V
Ua = Ug2 = 100V
-Ug1 = 2,75V
Ia = 0,68mA
Ig2 = 0,3mA
Ra = 220k
Rk (mit Ig2) = 2,8k
Rk (ohne Ig2; für Simulation) = 4k
Hier bleibt Ra gleich Deinem Vorschlag, hab aber Ua wieder auf 100V gesetzt, der Sicherheit halber.
Das war der letzte AP, den ich auf Lager habe. Wenn der auch keine Verbesserung bringt, nehm ich Deinen Vorschlag.
Grüße und schönen Abend

Hallo,

mit Deinen Daten ist der Klirr wieder höher, bei etwa 2%.

MfG
DB

Hallo,
warum ist das so? Ich versteh das nicht.
Grüße
Nachtrag: Hab mich gerade dazu entschlossen, mal verschiedene Arbeitspunke experimentell aufzubauen und nachzumessen. Auf einer Experimentierplatine geht das schön schnell und ich kann evtl. auch mal reinhören, es sind ja alle Bauteile schon da.
Schönen Abend Dir, DB!

Hallo,
hier erstmal der Messaufbau:

Die Kathodynstufe habe ich unbearbeitet von dir unternommen und ich habe an ihr auch nicht weiter nachgemessen.
Für die benötigten 15VRMS nach der PI habe ich 1 Voltmeter für AC zwischen LSP8 und LSP1 gehangen, das gleiche habe ich bei LSP9 und LSP1 gemacht.
Den Spannungsteiler am Eingang habe ich dann auf die 15VRMS am Ausgang eingestellt, habe aber nicht nachgemessen.
Jetzt habe ich über die restlichen Messpunkte die Widerstände eingestellt und habe alle Arbeitspunkte mal durchgemacht. Bei dem von mir anfangs vorgeschlagenem AP der Pentode sieht es echt lausig aus mit der Symmetrie (warum?) und vorallem brauche ich viel Eingangsspannung.
Als nächtes der AP von mit mit Ra = 150k - gefiel mir sehr gut, Eingangspoti konnte ich weit zurückdrehen und auch der Klang und die Symmetrie waren sehr gut (soweit ich das mit einem Multimeter beurteilen kann - zumindest Spannungsmäßig gesehen)
als nächstes der AP von mir mit den 220k = Ra. Dort konnte ich das Poti noch ein Stückchen weiter zurückdrehen, jedoch war die Symmetrie schlechter.

Zum Schluss Deinen AP ausprobiert. Von der Symmetrie her etwas schlechter als der AP mit Ra = 150k, aber die Verstärkung war echt krass, Poti war fast ganz zurückgedreht. Ua belief dich aber komischerweise auf nicht einmal 80V und die Ug2 sackte ebenfalls ab, was ich etwas komisch fand. Ich nehme an, daher rührt die schlechtere (Spannungs-)Symmetrie.. Zum Schluss nochmal das alte Oszi rangehängt (es hat danach übrigens ganz den Geist aufgegeben ) und siehe da: nach der Pentodenstufe ist die Symmetrie der Halbwellen auffällig schlecht. Hab leider kein Bild gemacht und auch nicht mit dem Oszi den 150K-AP nachgemessen.

DB, Kannst Du dir das erklären? Rg2 hatte ich auf 390k, dann hatte ich es mal auf 470k, hat aber wenig geändert. Ich versteh das Verhalten absolut nicht.
Nagut, Symmetrieüberprüfung konnte man das bei mir nicht nennen - ich habe überprüft, wieviel VRMS an der einen Endröhre ankommen würden, das gleiche auch für die andere Endröhre, das kann man nicht Symmetriemessung nennen. Aber gerade beim Oszilloskop ist es mir aufgefallen, dass wie gesagt eine Halbwelle nennenswert kleiner war als die andere.
Ich bitte um Hilfe
Grüße und schönen Abend

Hallo,

die Unterschiede werden darin zu finden sein, daß
1. die 6BL8 offenbar ein Pentodenmodell mit größeren Abweichungen von der realen 6BL8 ist
2. die Röhren möglicherweise auch stärker streuen.

Wenn Du bei dem niederohmigen Arbeitspunkt Probleme hast, kann das daran liegen, daß hier möglicherweise schon Gitterstrom fließt.
Ansonsten, nimm den von Dir als am symmetrischsten ermittelten Arbeitspunkt. Das kannst Du auch ganz gut testen, indem Du ein Zweikanaloszi nimmst und vom Ausgangssignal das Eingangssignal subtrahierst. Die Differenz sind die Verzerrungen.


MfG
DB

Hallo,
ich schwanke zwischen dem 150k-AP und den von Dir vorgeschlagenen. Wenn es wirklich Serienstreuung ist, bin ich mit Deinem AP echt am Besten dran, wenn nicht, ist die Symmetrie hin. Aber ich werde wahrscheinlich sowieso mit Lötleisten bauen, somit könnte ich, wenn mir das Ergebnis des 150k-AP nicht gefällt, immernoch getrost auf Deine Variante umbauen.
Zur PI nochmal: Soll ich die von Dir vorgeschlagenen Rk = 2,2k oder die vorherigen Rk = 2,7k nehmen?

So, jetzt zum eigentlichen Thema: die Gegenkopplung.
Die Steilheit: (1,5mA - 0,5mA) / (2,9V - 2,2V) = 1,43mA/V
Ri = 400k
Ra = 150k
V = (0,00143A/V * 400.000 * 150.000) / (400.000 + 150.000) = 156
Das wars jetzt mit Ck. Für ÜAGK die Verstärkung ohne Ck. Rk = 1,8k.

Rigk = Ri * (1 + S * Rk) = 400.000 * (1 + 0,00143A/V * 1.800) = 1.429.600 ziemlich großer Wert..
1 = 0,00143A/V * D * 1.429.600
-> D = 0,000489%
µ = 1 / 0,000489% = 2045
Probe: 0,00143A/V * 0,000489% * 1.429.600 = 1

Vgk = µ * (Ra / (Ri + Ra + µ * Rk)) = 2045 * (150.000 / (1.429.600 + 150.000 + 2045 * 1800)) = 58,3
Ist die Verstärkung wirklich nur noch so gering oder habe ich einen Fehler gemacht?

Naja, ich rechne erstmal damit weiter.
für 13,5Veff brauche ich demnach 232mVeff. Meine Quelle bringt 775mVeff.
Mit Ck bräuchte ich für die 13,5V nur 87mVeff, die Differenz beträgt 145mVeff = Kathodenspannung.
Bei ~Ug1 = 775mVeff darf ich eine Kathodenwechselspannung (775mVeff - 87mVeff) von 688mVeff haben.
Ich wollte die Gegenkopplung für eine Nutzleistung von 10W dimensionieren, weiß aber nicht, wie hoch ~U am Ausgang ist.

Wenn ich bei der Berechnung Mist geschrieben habe, bitte korrigiert Mich!
@DB, könntest Du vielleicht nochmal den gerade beschrieben AP ohne Ck simulieren? Das wäre super
Grüße und einen schönen Abend noch!

Hallo,

also, Katodynstufe mit 300V und Rk=2,7k bietet etwas geringeren Klirr (in der 2. Nachkommastelle).

Die komplette Schaltung
Pentode:
Ub=250V
Ra=150k
Rk=1,8k (nicht kapazitiv überbrückt)
Ua=107V
Ug2=78V
Ia=0,95mA
erreicht am Ausgang der Katodynstufe 13,5Veff bei etwa 280mVeff Eingangsspannung. Klirr liegt um die 0,1%.
Die Katodynstufe habe ich hier mit Rk=2,7k, kapazitiv überbrückt mit 100µF


MfG
DB

Hallo,
was sagst Du zu der Verstärkung? Da bleibt ja leider auch nicht viel für die ÜAGK übrig
Wie hoch ist der Ia der PI bei Rk = 2,7k?
Grüße

Hallo,

das sind reichlich 2mA.


MfG
DB

Hallo,
okay, super, dann kann ich schonmal das NT fertig machen.
Aber was meinst du zu der eher geringen Verstärkung? Schlechter als erwartet, oder?
Grüße

Hallo,

Du mußt ja nicht den ganzen Katodenwiderstand unüberbrückt lassen. Wenn Du 1,8k brauchst, kannst Du den doch aus 1,6k und 220 Ohm zusammensetzen. Die 1,6k überbrückst Du mit 100µF , untendrunter setzt Du die 220 Ohm und führst dort die Gegenkopplungsspannung ran.


MfG
DB

Hallo,
Aber damit sinkt doch auch wieder die Gegenkopplung, oder?
Grüße

Die Stärke der Gegenkopplung bestimmst Du über den unüberbrückten Teil des Katodenwiderstandes und den Widerstand, der zur Sekundärseite des AÜ führt.

MfG
DB

Hallo,
ich berechne morgen mal Verstärkung und die anderen relevanten Dinge
Aber bei der Auslegung der GK kam ich bei Richi nicht so richtig mit, wie kam er auf die 14V bei 14W und 8 Ohm?
Grüße

Hallo,

da hat er sich möglicherweise verrechnet.
P = U² / R
Umgestellt ergibt sich
U= Wurzel (P * R)
Am 8Ohm Lautsprecherausgang stehen bei 14W also rund 10,6V.

MfG
DB

Hallo,
so, neuer Rigk = 514400R (mit 200R unüberbrückt)
neuer µ = 735,6
neuer Vgk = 136
~Ug1 für 13,5Veff = 100mVeff
Ich denke, ich dimensioniere die Gk für 12W, mehr macht der AÜ nicht.

Bei 12W und 8R liegt eine Spannung von 9,8V(eff?) an.
mit voll überbrücktem Rk brauche ich 86,5mVeff, somit fallen am unüberbrücktem Rk 13,5mVeff ab. 775mVeff habe ich am Eingang, somit darf ich eine Kathodenwechselspannung von 688,5mVeff haben. Durch den nicht-überbrückten Rk bleiben 675mVeff übrig. Bei 200R muss dafür ein Strom von 3,4mA fließen. Über R6 fallen (9,8Veff-675Veff) 9,125V ab, somit müsste der Gegenkopplungswiderstand eigentlich 2684 =2,7k groß sein.
Passen die Berechnungen, oder ist das falsch?
Grüße

Hallo,
DB, nochmal zu dem von Dir vorgeschlagenen AP - du hattest Recht, es lag an der Serienstreuung. Habe jetzt mal eine Tungsram PCF80 probiert und muss sagen, dort funktioniert die Sache mit Ra = 220k viel besser.
Aber es ist mir ein neues Problem unter gekommen: Wie gesagt macht mein AÜ ja nur 12W, ich habe die GK jetzt aber für die Ug1~, die für 14W benötigt wird und für die U~ an der sek. Seite des AÜ berechnet.
Wenn ich die Ug1~ für 12W berechnen will, gehe ich da so vor?:
Ich ermittle U~ an der Primärseite des Trafos (Wurzel(14W * 8000) = 334,7 Veff), teile durch Ug1~ und rechne mit diesem Verstärkungsfaktor dann Ug1~ für 12W aus? Ich war mir nicht ganz sicher.
Grüße, Thomas

Nachtrag: Wie berechne ich eigentlich den dB-Wert der Gegekopplung?

Hallo Thomas,
Du machst das etwas kompliziert!

Du gehst von einer Quellenspannung von 775mV aus, richtig? Und damit willst Du nicht 14W sondern nur 12W erreichen. Das macht also eine Verringerung von 12/14 = 0.857. Das sind (bei Leistung) 0.6695dB! Und damit müsstest Du die Spannung um Faktor 1.08 verringern.
Nehmen wir an, wir hätten ein Messinstrument (Modulometer für Digitalaufzeichnung) um den Pegel der Quelle zu messen, dann müsste es schon sehr genau sein, damit ich Abweichungen in der Musik von 0.67dB ablesen kann. Habe ich ein Instrument mit Effektivgleichrichtung (VU-Meter), dann ist auch bei einem Anzeige-Vorlauf von 6dB ein Impuls von 100 Mikrosekunden Dauer nicht korrekt anzuzeigen. Und ein Modulometer für einige 1000€ wirst Du ja kaum zur Verfügung haben. Du hast also keine Ahnung, was da wirklich daher kommt! Und wenn der Pegel nicht stimmt hast Du immer noch keine Möglichkeit, das anzupassen (oder hast Du einen digitalen Peaklimiter?).

Weiter haben wir einen Ausgangstrafo, der 12W kann im Maximum. Das bedeutet, dass er als Beispiel bei einer Quellimpedanz von 600 Ohm bei 40Hz und 1% Klirr 12W schafft. Wir haben aber eine Quellimpedanz von etwa 40k. Damit kann der Klirr deutlich grösser sein. Das bedeutet aber auch, dass bei 60Hz und 1% Klirr etwa 20W möglich sein sollten. Die 12W und 14W sind also scharf eingegrenzt in Bereichen, die wir nie so scharf abgrenzen können. Und wenn während eines Schlages der Basstrommel mal kurzzeitig 3% Klirr entstehen bleibt dies absolut unhörbar. Und letztlich können wir die Schaltung auf 1% genau berechnen, haben aber Röhren mit Toleranzen deutlich über 10%.
Fragt man sich, was die Rechnerei bringt....

Hallo,
Du meinst also, ich kann das einfach so lassen? Naja, die Gk war ja eh für 12W dimensioniert, nur die Ug1~ war für die 14W bestimmt.
Grüße, Thomas