RIAA mit Transistoren

Nachdem ich vor einiger Zeit sowohl einen Entzerrverstärker in Röhrentechnik als auch einen mit Operationsverstärkern vorgestellt habe folgen nun zwei Modelle in diskreter Transistortechnik. Da stellt man sich sicher die Frage, was das soll?

Generell ist das Rauschen eines der Haupt-Kriterien bei einem Vorverstärker für so kleine Signale, immerhin haben wir es mit Spannungen von maximal etwa 10mV zu tun. Und wir erwarten einen Rauschabstand von besser als 60dB im Minimum!
Nun entsteht Rauschen (unter anderem) aus der Bewegung der Ladungsträger. Das bedeutet, dass es wärme-abhängig ist. Es bedeutet aber auch, dass es einmal eine direkte Rauschspannung gibt, andererseits aber auch einen Rauschstrom. Und es bedeutet weiterhin, dass wir dieses Rauschen in jedem Widerstand erzeugen, aber auch in jedem Halbleiter.

Betrachten wir das Rauschen eines bipolaren Transistors, so erzeugt er eine Rauschspannung, welche mit abnehmendem Kollektorstrom zunimmt. Er erzeugt aber auch einen Rauschstrom, der mit zunehmendem Kollektorstrom zunimmt. Und dieser Rauschstrom lässt am Ri des "Generators" eine Spannung entstehen. Das bedeutet also, dass wir letztlich eine Rauschspannung haben, welche einerseits vom Quellwiderstand (= Generator-Ri) und andererseits vom Kollektorstrom abhängig ist.

Das sieht dann wie oben aus. RG ist der Generatorwiderstand, Ic der Kollektorstrom (hier zwischen 10 Mikroampère und 1 Milliampère aufgetragen). Und links steht eine Angabe in dB. Betrachten wir die tiefste Kurve, so steht da RG 10k. Das bedeutet, dass der Quellwiderstand 10k wäre. Und dieser liefert wie bereits erwähnt ein Rauschen.
Das Rauschen eines Widerstandes ist ein fester Wert (Leistung) und nur abhänig von der Temperatur. Die feste Leistung bedeutet, dass Strom mal Spannung bei einer definierten Temperatur fest ist. Strom und Spannung sind nun aber vom Widerstandswert abhängig. Also können wir bei der obigen Kurvenschar feststellen, dass das Transistorrauschen je nach Kollektorstrom um einen bestimmten Faktor (in dB angegeben) höher ist als das Widerstandsrauschen. Oder anders gesagt: Wenn wir einen Quellwiderstand haben, so rauscht der. Und wenn wir den Transistor optimal anpassen, können wir das Rauschen um einen minimalen Faktor verschlechtern. Das wäre bei 10Mikroampère Ic und 10k RG etwa 0,2dB.
Wir könnten dies auch in eine reale Spannung umrechnen, denn 10k erzeugen rund 1.814 Mikrovolt Rauschen. Und der Transistor würde dies um einen Faktor von ungefähr 1.0233 verschlechtern (Rauschen erhöhen).

Betrachten wir die dritte Kurve von unten (RG 2k), so ist das Rauschminimum bei einem Kollektorstrom von 0.2mA, die Verschlechterung wäre dabei knapp über 1dB.
Allerdings wäre die Rauschspannung dieses Widerstandes nicht 1.814 Mikrovolt, sondern nur 811.44 Nanovolt. Obwohl also die Kurve der Kennlinienschar schlechter aussieht, ist das tatsächliche Rauschen besser.

Jetzt könnten wir theoretisieren bis zum Geht nicht mehr. Entscheidend ist, dass wir das Rauschen in der Praxis möglichst tief halten können. Und dies ist nicht ganz so einfach. Wir haben als Quellwiderstand nämlich einmal die genormten 47k, parallel dazu aber auch den Ri des Tonabnehmersystems und das ist alles andere als genormt. Und vor allem handelt es sich nicht um einen reinen Widerstand, sondern um eine Spule, deren Widerstand (richtiger: Impedanz) frequenzabhängig ist. Im Mittel kann man von 10k ausgehen. Das würde bedeuten, dass man einen Eingangstransistor mit einem Ruhestrom von 10 Mikroampère betreiben müsste.

Jetzt ein kleiner Gedankensprung: Warum die Erklärung und warum der diskrete Aufbau? Die Erklärung ist nötig um feststellen zu können, wie der Eingangstransistor betrieben werden müsste. Und der diskrete Aufbau ermöglicht das Wählen des Arbeitspunktes. Arbeiten wir mit einem Operationsverstärker, so ist der Arbeitspunkt des Eingangstransistors fest vorgegeben und damit auch der optimale Generatorwiderstand.

Beim AD797 zum Beispiel wäre der optimale RG 150 Ohm. Von diesem Wert sind wir einiges entfernt. Da nun aber das Transistor-Rauschen nicht alles ist, das Einfluss hat ist jede Schaltung ein Kompromiss.
Tatsache ist, dass selbst gut abgeschirmte Aufbauten HF-Einstrahlungen ermöglichen. Und wenn wir bei einem bipolaren Transistor (etwa dem BC550) mit einem winzigen Kollektorstrom arbeiten, so genügen kleinste Spannungen an der Basis, um den Transistor zu sperren. Sind also kleine HF-Signale vorhanden (Mittelwellen-Radiostationen), so reichen diese Signale aus, dass sie an der Basis demoduliert werden. Ich erinnere mich an Mikrofonverstärker wie auch an Entzerrerverstärker (letztere von Dual), die ungewollt frischfröhlich Radioempfang boten. Da müssten am Eingang umfangreiche Filter eingebaut werden, um diese Störungen zu unterdrücken.

Bauen wir also einen Vorverstärker mit bipolaren Transistoren, so müssten wir entweder mit einem kleinen Kollektorstrom arbeiten, was Radiostörungen verursachen kann, oder wir müssen mit einem höheren Rauschen leben. Verwenden wir den besagten AD797, so haben wir zwar das beste Rauschverhalten, aber nur, wenn wir eine tiefere Quellimpedanz hätten. In der Praxis ist das Rauschen etwa jenem eines guten Transistor-Verstärkers vergleichbar, allerdings ohne die Gefahr der Radio-Störungen.
Das Ideal (das es nicht gibt) wäre ein Eingangstransistor, der eine geringe Rauschspannung besitzt und gleichzeitig einen geringen Rauschstrom. Hier kann man sich Gedanken um FET machen.
http://www.datasheet...2/S/K/1/2SK170.shtml
Diese haben bei hohem Strom eine geringe Rauschspannung, gleichzeitig aber auch einen geringen Rauschstrom. Das bedeutet, dass die Rauschspannung nicht wesentlich ins Gewicht fällt, dass andererseits aber der Rauschstrom an der Eingangsimpedanz von 10k kein nennenswertes Rauschen erzeugt.

Hier ist ersichtlich, dass sich das Rauschen zwischen 2k und 60k RG nicht messbar verschlechtert. Und dies gilt für einen ID von 1mA. Erhöht man den Strom weiter auf bis zu 4mA, so nimmt das Rauschen weiter ab.

Im Allgemeinen geht man davon aus, dass der FET ein höheres Rauschen hat als ein bipolarer Transistor. Wenn wir aber Spannung UND Strom betrachten, sind die Auswirkungen kleiner. Aber wo Licht ist, ist auch Schatten. Ein FET, der wenig rauscht hat eine grössere Gate-Drain-Kapazität als einer, der stärker rauscht. Nun sollten wir aber darauf achten, dass die Lastkapazität des Systems nicht zu hoch wird, denn je nach Hersteller sind nur beschränkte Lastkapazitäten zulässig. Ist die Gate-Drain-Kapazität gross und die Drainspannung invers und verstärkt gegenüber dem Gate, so bildet sich die sog. Millerkapazität aus. Diese ist somit 1+Verstärkung mal CGD. Und wenn man zusätzlich versucht, die Rauschspannung zu reduzieren, indem man zwei solche Transistoren parallel betreibt, so verdoppelt sich die Kapazität. Um hier einigermassen gegensteuern zu können habe ich die Schaltung als Cascode aufgebaut. Dabei liegt ein bipolarer Transistor in Serie zu den FET und hält die Drainspannung "konstant". Damit kann sich die Millerkapazität nicht ausbilden und folglich bleibt die Lastkapazität für das System tief. Hier mal die erste Schaltung:

Diese ist für eine Speisung von +/-15V konzipiert. Die beiden FET arbeiten parallel mit je einem Strom von 4mA und einer Drainspannung von ca. 4V. Sie steuern mit ihrem Strom den BC550 an, dessen Basis auf 4.6V gehalten wird. Am Ra von 681 Ohm fällt die Tonspannung an, entsprechend verstärkt, während die Emitterspannung nahezu konstant ist. Damit wird die Eingangskapazität der ganzen Schaltung (CGD) tief gehalten. Und weil an der Source die Gegenkopplung angreift wird die Kapazität CGS weitestgehend kompensiert.
Die Verstärkung wird einerseits durch die Stromänderung der FET und deren Ra (681 Ohm) erzeugt, andererseits auch durch den BC560 mit seinem Ra von 3.01k (parallel die Entzerr-Zeitkonstanten). Nach Berechnung sollte die Leerlaufverstärkung bei gut 8000 liegen, während die Verstärkung bei 1kHz mit der Gegenkopplung bei etwa 40dB (100) berechnet ist.

Zu bemerken ist, dass bei dieser Schaltungsart die Bassentzerrung eingehalten werden kann, während die Zeitkonstante von 75 Mikrosekunden nicht vollständig arbeitet. Bei den höchsten Frequenzen sollte nämlich am Ausgang nichts mehr messbar sein, da aber die Höhendämpfung nur bis minimum Verstärkung 1 geht, ergeben sich da leichte messtechnische Abweichungen gegenüber dem Ideal. Dies ist aber nicht wirklich tragisch, denn es sind kaum Frequenzen über 16 bis 18kHz anzutreffen und in diesem Bereich ist die Abweichung noch "moderat". Bedenkt man, dass selbst ein Studio-Tonbandgerät (als "Master") bei 18kHz -3dB aufweise kann, so ist die Abweichung des Entzerrers von unter 1dB bei 18kHz wohl kaum ein Thema.

Die zweite Schaltung

ist für eine asymmetrische Speisung von +12V konzipiert. Der Eingangsteil ist im Grunde gleich wie bei der ersten Schaltung, nur sind die Bauteilwerte abweichend. Dies, weil der erste Teil (entsprechend der kompletten Schaltung der ersten Variante) nur eine Verstärkung von 30dB hat und weil zweitens die Speisung tiefer liegt.
Bei diesem Gerät ist nun die Höhendämpfung mit einem sauberen Tiefpass von 22,6k und 3.3n realisiert. Damit stimmt die Entzerrung auch noch oberhalb 20kHz.
Die letzten beiden Transistoren liefern eine Verstärkung von 20dB, sodass diese Schaltung eine höhere Ausgangsspannung liefert als Variante 1.

Zu erwähnen sind die beiden parallelen Eingangsbuchsen. Eine beitet den Anschluss des Plattenspielers, an der zweiten kann die nötige Lastkapazität in einen Cinch-Stecker eingelötet werden und kann so bei einem Wechsel des Systems problemlos angepasst werden.