Klangunterschied

Offenbar habe ich hier eine "Sackgasse" aufgetan. Aber wenn ich mir vorstelle, dass "Beobachter" einmal im "hifidelen" Klasse D-Verstärker und einmal im MOSFET-Verstärker sagt, er hätte da eine Schaltung, die eindeutig klanglich alles andere überrage, so muss es doch jemand geben, der etwas weiss. Die Frage ist halt: WAS?
Gibt es Messungen, gibt es Hörerfahrungen, die mit Messungen kombiniert wurden oder ist das mit der klanglich besseren Schaltung nur blaue Luft? DAS würde mich interessieren!!

Hallo1
Meinens erachtens nach hängt der Klangunterschied von Endstufen vor allem von der Stromlieferfähigkeit des Netzteiles ab. Selbstverständlich spielen auch die einzelnen Schaltungsvarianten eine Rolle, nur Denke ich daß deren Einfluß sehr viel geringer ist. Bei Vorstufen ist der Klangunterschied meiner Meinung nach soweit es Hochpegel betrifft vor allem auf die Eingangs-ausgangswiederstände und -Impedanzen zurückzuführen
MFG Günther

Rein rechnerisch kann das nur bedingt stimmen. Wenn ich beispielsweise eine Speisung von +/- 40V habe, so kann an einem 4 Ohm-Lautsprecher der Strom nicht höher als 10A werden. Sicher ist, dass die Minimalimpedanz unter den 4 Ohm liegen werden. Nach DIN45500 wären 3,2 Ohm zulässig. Aber nachdem sich kein Steckdosentier mehr nach 45500 richtet...
Trotzdem würde ich behaupten, dass bei den 40V Ströme über 20A nicht mehr realistisch sind. Und das ist noch relativ schnell realisierbar. Es macht daher nicht unbedingt Sinn, die Elkos bis zum abwinken zu vergrössern.
Was ich mir aber in diesem Zusammenhang vorstellen kann, ist eine Rückwirkung einer phasenverschobenen Last auf die Speisung und damit Rückwirkungen auf die Schaltung. Das würde bedeuten, dass erstens stabile Netzgeräte etwas bringen (was Hörbert mit Stromlieferfähigkeit bezeichnet?) und dass zweitens separate Netzteile für die Endtransistor-Kollektoren, für den Rest der Endstufe und für die übrigen Stufen etwas bringen könnte, weil keine Phasen-Rückwirkungen über die Last möglich wären.
Ich glaube, man sollte sich dies mal etwas durch den Kopf gehen lassen. Was meint die Gemeinde?

Hallo!
dein Rechenbeispiel ist nur bedingt auf Lautsprecher anwendbar da sie keine ohmche sondern eine komplexe Last
für deinen Endverstärker darstellen. Bei Signalsprüngen treten Stromspitzenwerte auf die weit über dem Wert für den spezifierten Lastwiederstand liegen. Für mittlere Qualitätsanprüche kommen deine 40 Ampere wohl hin (ca 200W 8Ohm) Für hohe und höchste Ansprüche an das Netzteil würde ich die Leistung eher verdopplen.
MFG Günther

Hi,

für mich überzeugend klingende Erklärungsansätze habe ich hier gefunden:

http://www.nubert-fo...ght=verst%E4rker#237

http://www.nubert-fo...=verst%E4rker#103993

Das rechtfertigt zumindest den Bau einer Umschaltbox für einen aussagekräftigen Direktvergleich zweier Verstärker oder des Ein- und Ausgangssignals eines mit Lautsprechern belasteten Verstärkers per Kopfhörer. Ohne Direktvergleich konnte ich da bisher keine Unterschiede identifizieren, weltbewegend werden sie wohl nicht sein.

Grüße,

Zweck

@ Hörbert
40A Peak ergeben einen SS-Strom von 80A, an 8 Ohm sind das 640V SS, was einer SS-Leistung von 51200W oder einer Dauerleistung von 6400W entspricht.
Wenn ich mal von 200W an 8 Ohm ausgehe, wäre das eine Effektivspannung von 40V oder eine Spitzenspannung von rund 57V. Ein Strom von 40A könnte demnach bei einer Impedanz von rund 1,414 Ohm fliessen. Ich kann mir nicht vorstellen, wie man eine Frequenzweiche so (bescheuert) bauen kann, dass solche Impedanzen möglich sind. Selbst ein eingeschwungener Seriekreis, wie er im Bass- oder Mitteltonbereich vorkommen kann, wird kaum diese Impedanzen erreichen. Er ist ja immer mit dem Lautsprecher bedämpft. Und im nicht eingeschwungenen Zustand sind bekanntlich die Verhältnisse noch etwas anders.
Weiter wäre zu beachten, dass ein Seriekreis in Resonanz eine Spannungsüberhöhung an den Bauteilen aufweist. Diese entspricht der Güte. Und die wäre im vorliegenden Fall rund 5,66. Somit wäre die Spitzenspannung bei der Bassweiche am Elko bis zu 5,66 mal 57V = 322V. Solche Bauteile sind nicht in der Weiche anzutreffen. Somit können solche Spannungen nicht entstehen. Somit sind solche Güten nicht möglich. Und somit sind solche Impedanzen nicht möglich. Und folglich sind diese Ströme schon ziemlich absurd.
Natürlich ist ein Netzteil für hohe Ströme kein Schaden. Aber ob es tatsächlich etwas bringt, bezweifle ich.

@ ZweckOr
Überzeugend ist die Aussage beim ersten Link, dass Aussetzer festzustellen sind. Dies ist die Folge des TIM-Klirrs. Wenn ein Signal eintrifft und die Schaltung übersteuert, weil die Gegenkopplung noch kein Antwortsignal liefert, so "verschluckt" sich das Ding erstmal. Und da Musik ja mit Sinus wenig am Hut hat, versteht sich der Unterschied auf Anhieb. Dies kommt aber erst bei höheren Pegeln zum tragen. Denn es ist klar, dass jedes Signal, das mit höherem Pegel ansteht, letztlich eine höhere Steilheit besitzt. Und wenn die Slewrate der Schaltung bei mässigen Pegeln nicht mehr mit macht, ist sie bei hohen Pegeln eindeutig zu gering.
Was ich vor vielen Jahren einmal festgestellt habe, dass eine damalige Revox-Endstufe mit bestimmten Lautsprechern schlechter klang (bei hohen Pegeln) als eine Quad 405. Letztere war natürlich darauf gezüchtet, Elektrostaten anzutreiben, also Dinger mit kapazitiver Last, welche durch Trafos angepasst wurden. Ich vermute, dass die Phasendrehungen, die solche Lasten verursachen, die Stabilität dieser Schaltung wenig beeinflussten und weder die Gegenkopplung noch die Speisung vor Probleme stellten.

Alles in allem kann ich mir immernoch vorstellen, dass eben diese Phasenprobleme den Verstärker fordern und sogar zu Phasenfehlern am Lautsprecher führen, welche letztlich "hörbar" sind. Und messtechnisch ist der TIM erst ein Anfang. Man müsste die Verstärker unter unterschiedlichen Lastbedingungen messen. Aber da es dafür keine Norm gibt, sind solche Messungen nicht aussagekräftig.

In diesem Beitrag
http://www.hifi-foru...d=71&thread=2274&z=2
geht es um eine höchst einfache Schaltung, um Verbesserungen und Weiterentwicklungen und letztlich um Ideen, wie man eine Schaltung weiter verbessern könnte, also etwas, das mit diesem Thema eher übereinstimmt als mit dem ursprünglichen Bauvorschlag. Ich habe mir deshalb erlaubt, den Link hier einzustellen, den letzten Beitrag hierher zu kopieren und hier zu beantworten.

Gegentakt schrieb:

Eigenzitat: "... daß eine Stromquelle an Stelle von R19 eh' nicht funktionieren würde, weil ansonsten die Basis von T10 spannungsmäßig in der Luft hinge ...!"

Das war ein Versehen, Richi, klarer Weise muß es heißen "T12".

Gruß
Erwin

@ Erwin:
Das stimmt, wenn die Konstantstromquelle ideal ist. Es gibt aber nichts ideales auf der Welt (ausser uns zwei ) Daher kann man davon ausgehen, dass sich eine Konstantstromquelle wie ein hochohmiger Widerstand verhält und somit die Basis von T12 nicht in der Luft hängt, sondern an der extrem langen Leine geführt wird. Und wenn das zu gross wäre, könnte man einen Widerstand von einigen k parallel schalten.
Gruss
Richi

Um es hier nochmals zu wiederholen: Es geht nicht unbedingt um die Verstärkerschaltung von Henry, sondern ich möchte anhand jener Schaltung etwas die Möglichkeiten ausloten, wie man eine Schaltung optimieren könnte, um einen besseren Klang zu erzielen.
Wir sind im Moment da gelandet, dass wir R19 durch eine Konstantstromquelle ersetzen könnten und was das für technische Probleme und Konsequenzen gäbe. Meine Idee: Statt einer Konstantstromquelle könnten wir doch je eine 9V-Batterie verwenden und R19 von 200 Ohm auf 2 k vergrössern. Als Versuch kostet das mal fast gar nichts und ist ohne Probleme in einen Print einlötbar.

Danach würde ich folgenden Versuch machen: Angenommen, der Generator klirrt 0% und der Verstärkerausgang ebenfalls 0%. Dies durch die Überallesgegenkopplung. Folglich müsste an der Basis von T10 ein in dem Masse verzerrtes Signal anliegen, wie die Endstufe (T10 bis T18) klirrt. Man könnte demnach nachmessen, wie viel sich der Klirr der Endstufe verringert, wenn R19 vergrössert wird.
Dann könnte man ohne messtechnische Nachteile die Verstärkung T1 bis T8 reduzieren, sodass eine geringere Überallesgegenkopplung nötig wäre.

Dazu folgende Überlegung:
Röhrengeräten wird trotz Brummen, Rauschen und erheblichem Klirr ein guter Klang nachgesagt. Dies könnte eine Folge der oft gegenkopplungsfreien Schaltung sein, weil da nichts im Nachhinein ausgebügelt wird, sondern die Schaltung nur eine Signalrichtung kennt. Damit könnten auch komplexe Lasten keine weiteren Rückwirkungen auf die Schaltung haben als bis zur Anode der Endröhre.
Wenn wir also eine Schaltung in kleinen Teilen, also hier T10 bis T18 mit ihrer lokalen Gegenkopplung optimal bauen können, kann die Überallesgegenkopplung kleiner werden und die Rückwirkungen vom Ausgang her sind geringer.

Dazu habe ich noch eine Idee, die sich möglicherweise in der vorliegenden Schaltung nicht einbauen lässt, die ich aber trotzdem (nur so als Schnapsidee) hier nächstens vorstellen möchte. Im Moment erst soviel: Ich möchte die Krümmung der Ube-Ic-Kennlinie, die ja den Klirr verursacht, kompensieren. Das ergäbe dann eine "Röhrenschaltung", die auch nur eine Signalrichtung kennt.
Aber zuerst muss ich zeichnen...
Bis dann
Richi

Hallo Richard,

da muß ich wohl zunächst mal den neuen Plan einbringen. Gegentakt hatte doch seine Mosfetstufe 3 eingebracht und da gefiel mir der Millerkiller (T7/T8). Das war der Ausgangspunkt für unsere Optimierung.
Ich schreib jetz mal nix weiter zu - einfach ansehen.
Und haltet mich nicht für ganz verrückt - die 2R Last sind zwar auserhalb der SOAR, die Wärmeabfuhr ermöglicht es aber. Eigentlich sollen 2 von den Stufen an 4R Last in Brücke. Die Kühler lassen aber nur 4T pro Stück zu. Ob es mal so wird, sei dahingestellt, weil es nur sauteure tiefe 19" Gehäuse gibt.
Im Moment ist eine Aussteuerung bis 1 oder 1,5V unter der Ub möglich. Das heißt, an 4R liegen 26,16Veff an. Die Ub geht dabei auf etwa 38,5V zurück.
http://files.hifi-forum.de/Zucker/Selbstbau/760W/MK-Plan.GIF

Hallo Henry, jetzt hast Du mir natürlich ein dickes Ei gelegt, weil jetzt alle Bezeichnungen nicht mehr stimmen und die Schaltung doch um einiges anders aussieht...
Aber seis drum, was bisher T10 war, ist jetzt T12 und R19 wurde (neben Wertänderung) zu R 37. Zusätzlich ist sicher mal der T7, der aber verstärkungsmässig keine Rolle spielt (so wie vorher T12, nur Lastverminderung auf den Arbeitswiderstand). Auffallend ist die Vielzahl von "Entschwing-C". (Liege ich etwa mit meiner Vermutung der Schwingneigung doch nicht so falsch )

Das letzt gesagte könnte man sicher auf diese Schaltung genau so anwenden und den Klirrmess-Versuch machen. Ich weiss nicht, wie viel es bringen würde, aber es könnte ja sein... und es geht mir vor allem um die Idee.

Und da möchte ich etwas von Beobachter aufgreifen. Er hat an meiner Schaltung
http://www.hifi-foru...orum_id=103&thread=8
einiges bemängelt, vor allem die diversen C zur Schwingunterdrückung. Er hat in meiner Schaltung intern eine Höhenanhebung eingebaut
(2. Vorsteuerung
R3 vergrößern auf 620R, dazu parallel 100R in Reihe mit 1n0 gegen Masse.)
, weil er einen Verstärker als Regler betrachtet und ein Regler mit Proportional-, Integral- und Differenzialanteil stabiler läuft, auch mit komplexen Lasten. Durch die Überallesgegenkopplung wird der Frequenzgang wieder linearisiert. Durch diesen D-Anteil sollen die verschiedenen Schwingschutzmassnahmen nicht mehr nötig sein. Ob er das Gerät allerdings so gebaut hat, entzieht sich meiner Kenntnis. Sollte dem so sein, müsste man sich überlegen, ob ähnliches nicht auch in Deiner Schaltung möglich wäre, um die vielen C zu eliminieren.
Aber ich will dann nicht schuld sein...

http://www.die-webto...0d3a77102b6b3c70.jpg
Hier noch die versprochene Schaltung zur Kompensation der Transistor-Kurvenkrümmung.
Ursprünglich ist es eine mehr oder weniger abgekupferte Log-Schaltung eines Modulometers. Da geht es ja darum, aus einer linearen Gleichspannung eine Log-Kurve zu machen, sodass die dB-Teilung linear wird. Durch die Verwendung von 2 thermisch gekoppelten Transitoren wird der Temperaturgang weitestgehend ausgeglichen. Immerhin ist diese Schaltung in einem mobilen Tonpult eingebaut, wo nicht immer von 25 Grad ausgegangen werden kann. Ich kann jetzt im Moment nicht sagen, wie hoch die Verstärkung der Schaltung ist. Aber man könnte da mal einen Versuch starten und einfach einen Leitsungstrans (mit Vorspannung, versteht sich) in Emiterschaltung damit antreiben und seinen Klirr am Ausgang messen. Richtigerweise müsste man das in der Schaltung dann vor T14 rein klemmen.
Wer weiss, ob wir noch den Klasse B-Verstärker ohne Klirr und ohne Gegenkopplung hin bekommen, der ALLLLLES Highend in den Schatten stellt...

Hi Henry, den T11 solltest du den Leuten noch vorstellen, sonst meinen sie er kommt aus Tokyo,
obwohl er doch aus Frankfurt an der Oder stammt ....

Woher kommt denn plötzlich das Ungleichgewicht des Treiberruhestroms ?
(Endstufenruhestrom damit wie hoch ?)

Und C11 und C13 wolltest du nicht mehr alternativ testen ?

Grüßle
Erwin

PS: alles schön verteilt im Plan, prima.

Hallo,

ja Richard, im lebendem Objekt gibt es schon eine Schwingneigung, die eben kompensiert werden muß. Wir hatten dazu verschiedene Varinaten in Augenschein, die laut Simulation auch sehr gut funktionieren. Allein der Aufbau und die T-Realität stellt da ein Bein. Die Schaltung hier geht bis 250Khz fast an Anschlag. Leider bin ich nicht so ausgerüstet, daß man die Dinge, na sagen wir mal, auf einem Memoboard umstecken kann. Ein Problem stellt schon mal die Kühlerfläche dar. Ich schrieb ursprünglich auch dazu, daß man die Stabilität erreichen kann. Bei reinen Emitterfolgern wird man auch C`s brauchen, zumindest war es bei mir so.
Was die C`s angeht: An und Für sich kann C18 entfallen aber C16 muß hin, sonst ist keine Ruhe rein zu bringen. Ich nehme nun mal an, daß eben genau dieses das Problem der PNP Typen ist.
C14 wirkt sehr stabilisierend, wobei er eigentlich vom Knotenpunkt unterhalb des R34 nach Masse egehn sollte. das hat sich aber nicht als gut herausgestellt.
Erwin sprach noch C11 und C13 an. Die sollten ursprünglich vom Kolektor der Spannungstreiber auf die Basen der Millerkiller zurückgeführt werden. Das ist so nicht möglich. Es gubt dabei erhebliche Phasenrückläufe und eine starke Unstabilität. Ich nehme an, das diese C`s einfach zu wirksam sind. Wir hatten bis 6p simuliert - ich habe bisher einfach keine. Deshalb mußte ich auf 18p zurückgreifen und das wird wohl zu hoch sein. Die Sache wird aber noch getestet.
Es gibt auch noch andere Versuche, die aber noch nicht spruchreif und im Plan verankert sind. So kann man zB. über R37 und R43 einen C mit 68n bis 100n in Reihe mit einem R von 22R parallel legen. Damit können C16 und C18 fast entfallen.
Egal - in erster Linie ging es ja um den Stromverstärker bzw. die reine Endstufe mit Treiber und Vortreiber.
So wie es jetz ist, sieht es ganz gut aus. Möglicherweise bringen höherfrequente Endstufen T`s noch ein ganzes Stück mehr.
Man kann auch den R40 und R41 auf 18R senken, dann dürften die Ströme wieder stimmen aber das gibt dann auch ein Problem mit T11, weil über den R34 etwa 300mV abfallen und die fehlen dann schlicht zum öffnen von T11. Der R34 ist aber ganz gut, weil er die Temp irgendwie mitkompensiert.
T11 ist übrigens ein SD 135, kommt dem BD 135 gleich. Ich hab nur eben noch eine Kiste voll von den Dingern.

Richard, Dein Bild geht nicht, Server nicht vorhanden oder so ählich und den Link seh ich mir mal an.

Was natürlich nun genial wäre - wenn ein anderer mal die Schaltung oder zumindest die reine Endstufe, aufbauen könnte. Dann hätte man Vergleiche.

Erwin,

Woher kommt denn plötzlich das Ungleichgewicht des Treiberruhestroms ? (Endstufenruhestrom damit wie hoch ?)

Welche Ströme meinst Du, R37 und R43? Keine Ahnung, unten zieht er immer etwas mehr. Der I-Ruhe ist bei 130mA festgelegt.
Oder meinst Du die 1,6mA durch die Ruhe Kette und die 20mA durch R34. Da müßte ich nun den P4 ausbauen und messen wo er steht.

Hallo Henry, wenn die einen nicht wollen, dann halt die anderen. Hier die Schaltung:
http://img208.echo.cx/img208/470/snag19vg.jpg

Das mit den C muss ich mir natürlich noch durch den Kopf gehen lassen, denn ich muss ja mindestens das Schema ausdrucken (hab ja nur EINEN Bildschirm und immer blättern...)
Also, bis später.
Richi

So, ich habe mich mal hinter die Schaltung geklemmt. Und da fehlt in der Zeichnung etwas, das in der Wirklichkeit sicher vorhanden ist:
Es gibt da R3, P1 und R5. Ich gehe davon aus, dass das irgend einen Sinn ergeben muss und vermutlich als Offset-Regelung eingesetzt wird. In der gezeichneten Form stellt diese Kombination aber nur eine Last der +/-12V dar. Die Basen von T4 und T6 hängen in der Luft, was kaum gehen kann.

Bevor ich mich mit den C befasse, ein paar generelle Gedanken, die für einige der Leser interessant sein dürften:
Eine Verstärkerschaltung mit Gegenkopplung hat dann eine Schwingneigung, wenn die Gegenkopplung nicht 180 Grad phasengedreht gegenüber dem ankommenden Steuersignal ist und eine Verstärkung besteht.

Ist die Verstärkung unter 1, so spielt die Phase der GK zwar eine Rolle auf die Wirksamkeit, aber es kommt nicht zum Schwingeinsatz. Bei Verstärkung 1 kommt es bei genau Null Grad zum Schwingeinsatz, bei Verstärkung 1,414 (also Wurzel 2) schwingt es, wenn die GK-Phase innerhalb dem Bereich von +/- 90 Grad liegt.
Das bedeutet, dass mit steigender Verstärkung die Schwingneigung zunimmet, weil nur wenige Grad Phasendrehung gegenüber 180 Grad bereits ausreichen, einen positiven GK-Anteil zu erzeugen.

Die Phasendrehung entsteht einmal durch RC-Glieder in der Schaltung, andererseits aber auch durch die Signallaufzeit. Und diese ist unter anderem abhängig von der Grenzfrequenz der Transistoren.

Die Verstärkung einer Transistorstufe kann man aus der Steilheit der Ube-Ic-Kurve und dem Arbeitswiderstand berechnen. Je steiler die Kurve und/oder je grösser der Widerstand, desto höher ist die Verstärkung.
Da die Kurve nicht linear ist, ist die Steilheit und damit die Verstärkung von Ic abhängig. Tatsache ist einfach, dass die Verstärkung in der Praxis durch vergrössern des Arbeitswiderstandes (bei gleichem Ruhestrom) erhöht werden kann.
Dies gilt immer dann, wenn es NUR einen Arbeitswiderstand gibt und nicht noch einen Widerstand im Emiter.

Wenn wir uns die vorliegende Schaltung ansehen, haben wir bei T4 einen Arbeitswiderstand von 1,8k und im Emiter 44 Ohm, nämlich R17 und R22. Dies, weil wir mal annehmen, an T3 passiere nichts, sodass sein Emiter keinen Spannungsbeitrag leistet. In diesem Fall wäre die Verstärkung 1800 : 44.
R11 und T1 können wir vergessen, denn T1 ist eine Konstantstromquelle und ihr Kollektor hat einen sehr hohen inneren Widerstand, der die WECHSELspannung praktisch nicht beeinfluss.

T7 ist ein Emiterfolger und demnach für die Spannungsverstärkung nicht interessant.

T10 arbeitet auf T9, welcher nicht nur eine Konstantstromquelle ist, sondern ebenfalls angesteuert wird. Diese Schaltung hätte eine Verstärkung unendlich, da es keinen passiven Arbeitswiderstand gibt. In der Praxis stellen R33 und R35 die Arbeitswiderstände dar.

T12 hat eine geringe Grundverstärkung, da das Widerstandsverhältnis von R37 zu R38//R40 (68:20,5 = V 3,3) diese bestimmt. Die Verstärkung von T16 und T18 kann aufgrund der Widerstandsverhältnisse (Arbeitswiderstand ist der Lautsprecher) mit rund 160 angenommen werden.
Da der Emiter von T12 aber an der Ausgangsspannung liegt, bekommt die ganze Schaltung T12 bis T18 eine eigene Gegenkopplung, die letztlich eine Verstärkung von (R38 + R40 : R38 / 164:140) 1,17 ergibt.

Die Schaltung über alles hat demnach eine recht hohe Verstärkung (14078) und folglich auch eine recht kräftige Gegenkopplung, welche die Verstärkung auf rund 20 reduziert, also rund 57 dB GK. Dies kann rasch zu Stabilitätsproblemen führen

Jetzt zu den C in der Schaltung.
Ich habe gesagt, dass wir es hier mit einer Schaltung mit hoher internenr Verstärkung und starker Gegenkopplung zu tun haben und dass in dem Fall die Phasenabweichung nur sehr gering sein darf. Man kann nun versuchen, mit RC-Gliedern die Phase irgendwie gerade zu biegen. Das Problem ist dabei, dass man einen Sinus in der Phase verändern kann, dass es aber keine Möglichkeit gibt, Impulse phasenmässig zu beeinflussen, weil sie in dem Sinne keine "Phase" haben. Und da Musik und Sprache nun mal mehr mit Impulsen als mit Sinus zu tun haben, sind die Fehler vorprogrammiert.

Die andere Möglichkeit ist, die Verstärkung für hohe, kritische Frequenzen so weit zu senken, dass es nicht mehr zu Schwingungen kommen kann. Dies ist die übliche Methode, die, so vermute ich, auch hier zur Anwendung gelangt ist.

Noch schnell zum Sinn der Gegenkopplung: Sie linearisiert den Frequenzgang und verringert Verzerrungen.
Das Problem entsteht einfach, wenn die Gegenkopplung über eine lange Schaltungskette arbeiten muss. Es ist daher irgendwie sinnvoller, kurze Schaltungsketten zu bauen und diese so zu optimieren, dass kaum noch Frequenzgang- und Klirrfehler entstehen. Dann kann eine Überallesgegenkopplung sehr schwach ausfallen und die messtechnischen Daten sind immer noch hervorragend.

So, jetzt aber zu den C in der Schaltung. Effektiv frequenzgangbestimmend ist C17, denn er bestimmt die Haupt-Gegenkopplung. Alle anderen C werden eigentlich durch die Gegenkopplung wieder kompensiert.
Berechnet man die Grenzfrequenz (9k/10p), so kommt man auf rund 1,7 MHz. Nach Henrys Angaben liegt sie aber bei etwa 250 kHz. Das bedeutet, dass die übrigen C nicht mehr voll kompensiert werden und die Hauptgegenkopplung von rund 700 zu null wird.

C11 und 13 sind kleiner als hier angegeben, aber da sie vom verstärkten Kollektor (T7 hat eine V von 10) zur Basis zurück führen, muss das C rechnerisch mit dieser V multipliziert werden. Bei den tatsächlichen 18p ist die Grenzfrequenz dieser Stufe immerhin bei etwa 500 kHz.

Die nächsten C sind C14, C16 und C18. diese liegen praktisch parallel und somit können sie zusammengezählt werden. Das sind dann 890 pF zu den beiden (parallelen) Widerständen R33 und R35. Hier wird die Grenzfrequenz auf knapp 18 kHz gedrückt. Das bedeutet, dass zwar bei kleinen Pegeln der Verstärker eine hohe Grenzfrequenz erreichen kann, weil diese C durch die Haupt-GK ausgeglichen werden, dass aber bei hohen Pegeln die Stufen vor T9 und T10 voll ausgesteuert werden.

Da ja signalmässig die PNP- ud NPN-Endstufentrans. jeweils das "gleiche" Signal haben, können die Basen von T12 und T13 wechselspannungsmässig verbunden werden. Dazu dient C15. Er hat also keinen negativen Frequenzgang-Einfluss.

Der Endstufenbereich T12 bis T18 hat eine Verstärkung von 1,17. C19 und C20 reduzieren diese Verstärkung auf 1. Sie haben aber einen positiven Effekt: Da sie den Emiterwiderstand (R40 und R41) überbrücken, erhöhen sie die Verstärkung der Stufen T12 und T13. Somit kann die Gegenkopplung vom Ausgang auf T12/13 stärker wirken, was den Klirr reduzeirt. Allerdings ist dazu der Wert zu klein, denn er wirkt erst bei etwa 6 MHz.

So, ich lass es im Moment mal dabei bewenden und warte auf die Reaktionen. Kann sein, dass wir da noch Verbesserungen finden, denn rein rechnerisch muss da noch Potenzial drin sein...
Allerseits eine gute Zeit.
Richi

Es gibt da R3, P1 und R5. Ich gehe davon aus, dass das irgend einen Sinn ergeben muss und vermutlich als Offset-Regelung eingesetzt wird. In der gezeichneten Form stellt diese Kombination aber nur eine Last der +/-12V dar. Die Basen von T4 und T6 hängen in der Luft, was kaum gehen kann.

Klar, der Schleifer des P1 geht auf die Basen von T4 und T6.

C11 und C13 haben 33p, so wie eingezeichnet. Die 6p sollten vom Kollektor T10 auf die Basis von T7 und dafür dann C11 als solches entfallen. Da mir aber nur 18p zur Verfügung standen, ging das so nicht. Der C verschiebt die Phase sehr.

Gerne mache ich weitere Tests.

Es gibt auch noch eine Variante mit leicht geöffneter GK - muß noch versucht werden.

Ich möchte hier einfach nochmals meine Überlegung los werden, die Schaltung etwas aufzuteilen.
Wenn T12 bis T18 "klirrfrei" arbeitet, kann ich auf eine starke Gegenkopplung verzichten. Und damit ich die nicht brauche (zur Verstärkungs-Reduktion) muss ich die Verstärkung T3 bis T10 reduzieren.

Damit die eigentliche Endstufe klirrfrei wird, muss ich aber die Wirkung der Gegenkopplung Ausgang zu T12 vergrössern. Das erreiche ich nur mit einer höheren Verstärkung von T12 bis T18. Das bedeutet (trotz allem) R37 vergrössern und die Speisung für T12 erhöhen. Damit haben wir an T12 eine höhere Verstärkung. Und wenn wir R50 und R52 etwas vergrössern, sinkt zwar die Verstärkung von T16 und 18, aber es sinkt auch der Klirr. Wenn also durch einen höheren R37 und etwas grössere R50/52 die Verstärkung geringfügig ansteigt, haben wir doch in Sachen Klirr viel gewonnen.
Und eventuell kann die Vergrösserung von C19 auf etwa 100 nF die Phasenlage so beeinflussen, dass wir mehr Reserve bekommen.

Dann könnte man eventuell T7 und T10 weg lassen. Natürlich muss die ganze Schaltung neu durchgerechnet werden. Aber ich könnte mir vorstellen, dass wir eine deutlich geringere Gesamtverstärkung bekämen und demnach auch eine geringere Gegenkopplung, ohne damit Klirr "einzukaufen".

Irgendwei sind mir einfach die drei C14, C16 und C18 suspekt. Und ich frage mich, was passiert, wenn die Last stark induktiv oder stark kapazitiv ist. Ich bin mir nämlich ziemlich sicher, dass wir dann wieder Schwingprobleme bekommen. Und wenn es noch ohne abgeht, so können Impulsverformungen die Folge sein, weil ja die Lastprobleme über eine so starke Gegenkopplung entsprechend stark auf die Schaltung einwirken.

Vieleicht hat Erwin noch eine Idee dazu oder er kann mir sagen, ob ich total auf dem Holzweg bin...

Oh Richard,

das wird wieder Zeitaufwendig. Diese Woche ist es etwas ungünstig.
Die GK:
Sie ist für 1,55V Ue ausgelegt. Natürlich hab ich sie auch für 775mV erprobt, also R39 auf 18K erhöht. Geht auch. C17 kann man dirkekt weglassen aber bei 750Khz ist dann keine Aussteuerung mehr bis an die Leistungsgrenze möglich. Das ganze geht auch bis 2,2Mhz, allerdings waren da nur noch etwa 20V Uaeff möglich. Ich muß mal suchen, vielleicht sind die Bilder noch da, ansonsten eben neue.

R37, R50, R40

Es geht auch mit R37 = 510R, R40 = 100R, R50 = 0,22R. Wir haben diese R aus "Verschenkgründen" und Simugründen gesenkt. Weiß der Geier, was da wirklich alles abgeht.
Was aber auf jeden Fall bleiben soll sind T7 und T10. Mit dem T7 als Millerkiller ist der Durchsatz nicht an eine dem Miller-C normale Phasenverzögerung gebunden und das ist gut.
Ich schreib mal irgendwo vom Aufbau als solches. Die neue Platine hat nun eine Konzentration aller Bauteil auf etwa 80mm x 30mm. Damit bin ich sehr weit enger als die Versuchsplatinen waren und davon versprech ich mir doch noch einiges.
So und wenn die MJ wirklich zu faul sind, dann mach ich das noch nicht bezahlte Schatzkästchen auf und setz mal zur Probe SA 1094 und SC 2565 Original Toshiba ein.
Und auch die Ruhestromregelung geht noch anders aber irgendwo brauch ich jetz erstmal einen Fertigpunkt.

Hallo Henry,
nach dem verlängerten Wochenende nun meine Antwort. Ich empfehle Dir auch, die Schaltung mal so zu ende zu bringen, wie Du sie geplant hast.
Das, was ich bisher verbreitet habe, sind ja bloss Vermutungen. Ich könnte mir einfach vorstellen, dass man mit entsprechenden Massnahmen einen klanglichen Gewinn erzielen kann. Aber vieleicht narrt mich meine Vorstellungskraft. Kann ja sein, dass Dein Verstärker schon alles bisherige übertrumpft. Irgendwie reizt mich einfach die Idee, den Stein der Weisen oder den Gral der Verstärker zu finden und vor allem zu verstehen, woran es dann liegt, dass man ihn als solches bezeichnen könnte. Und das Dumme ist, dass ich keine Möglichkeit mehr habe, selbst so ein Ding zu konstruieren.
Jetzt wollen wir erst mal schauen, wie Dein Ding sich verhält.
Gruss
Richi

Hallo Richard,

die Stufe läuft nun anstandslos und ist fast im Gehäuse eingesperrt.
Nach den diversen Lasttests ist sie nun mal an einem LS gekommen. Leider hab ich keine fertigen Boxen bzw. nur Mittel/Hochton als Passive. Ich mußte deshalb etwas improvisieren und hab dem Bass eine fliegende Verdrahtung außerhalb der Box beigebracht.
Eine außführlichere Testung erfolgt demnächst noch an einer 3 Wege Box eines Bekannten.

Was ich schon mal schreiben kann, wobei das Eis jetz sicherlich sehr dünn werden dürfte, mir aber als einzige Erklärung bleibt.
Die Wiedergabe ist sehr detalliert und fein.
Ich nehme an, daß durch die Compoundstufe erstmal kein Ruhestrom als solches nötig ist, weil der 1. Verbund-T in Emitterschaltung genügend Vorspanne vom Treiber hat und durch seinen BE Widerstand irgendwo treffsicher am unteren AB Punkt liegt. Die End-pötte werden ab ca. 100mA leitend, liegen also in der Kennlinie weiter oben, bzw. übernimmt der Treiber die kleine Austeuerung so perfekt, daß es keine Übernahmeverzerrungen gibt. Wahrscheinlich hab ich hier die Ströme sehr gut getroffen.
Der Ruhestrom durch die End-T kann direkt auf 0 gebracht werden, ohne das ein Klirr messbar, geschweige ein Knick zu sehen ist.
Im Vergleich zu reinen Emitterfolgern scheint die Wahl der Compoundstufe besser.
Ich will mir dieser Tage nochmals den obigen Plan ansehen und die Werte entsprechend ändern, weil die Ströme der Endstufe nicht mehr ganz so sind wie eingezeichnet.

Die Sache ist auch absolut Schwingungsfest geworden, wobei ich ab 110Khz einen Pass vor der Endstufe gesetzt habe und die GK auch ab da wirksam wird. Im kleinen Leistungsbereich bis etwa 22Veff kann man ohne zu zucken 500Khz übertragen, danach verschluckt sich die Sache. Wahrscheinlich liegt das eben an dem Problem, daß nur ein GK Weg abgenommen werden kann. In dem Fall sind die Emitterfolger auf jeden Fall überlegen, weil der High-Weg von den Treibern abgenommen werden kann.
Ein weiteres Problem stellen möglicherweise die PNP als solches überhaupt dar. Man müßte das mal etwas umstricken und nur NPN verwenden.
Auf jeden Fall ist durch die Möglichkeit der hohen Ströme in der Endstufe ein sehr schnelles Umladen möglich und das hat auf den Signaldurchsatz Auswirkungen.

Ein sehr großer Unterschied besteht allerdings zur Simulation. Beim Aufbau muß man hier besonderes auf ganz kurze Leiterzüge in der GK achten und auch die Spannungstreiber sehr nahe an ihre vorgeschaltenen Emitterfolger bringen, die hier den Namen "Millerkiller" tragen.

Der Einsatz dieser Stufe, der hohe innere Strom der Spannungstreiber, der hohe innere Strom der Endstufe und eine ordentliche Platine mit kurzen Leiterzügen kann aber durchaus Leistungsbandbreiten bis 500Khz und höher zulassen. Ich mußte mit 470p die Vortreiberbasen blocken und dort wird wohl noch Potential liegen und herauszuholen sein. Es ist nur sehr müßam und langsam auch kostspielig, jedesmal eine neue Platine zu erstellen.

Eins noch zur Wärme. Ohne großen Kühler wird da nix. Die Treiber scheinen ganz schön Strom zu verbraten. Dennoch ist die Temp. äußerst stabil und erreicht ohne Lüfter an 4R Last pro TO3 Kopf nur 80°C. Sicherheitshalber ist der Ruhestrom auf 30mA pro End-T eingepegelt und der wird astrein gehalten.

Ich hatte mit Kälteaggregat und Kühlmittel etwas im Sinn aber das wird wohl schwer werden, weil es nicht so kleine Aggregate gibt. Ein Versuch steht noch aus, da mir ein Kältemonteur etwas besorgen wollte. Wenn man einen Kältemitteldurchflossenen Kühler benutzen könnte und alles bei 40° halten, dann wär das bestimmt eine feine Sache.

Einen etwas ungewöhlichen Kühler hab ich hier. Es ist ein Verbundstoff aus Metall und Luftblasen auf einer 3mm dicken CU Platte, in die die Löcher für die T gebohrt werden können. Wenn das Teil funktioniert, dann hätte man erheblich Platz gespart.
Dieser hier hat die Maße B 300mm x H 79mm x T 20mm und passt damit 1A in ein 19" 2HE Gehäuse. Es sollen hier 3 Lüfter in die Rückwand, um abzusaugen.

Hallo Henry, Dein Berichtm hört sich ja ganz gut an. So spontan hätte ich da noch was, was mir "Kopfschmerzen" machen würde. Du hast am Eingan R1 470 Ohm und C5 330p. Die Impedanz dieses RC-Gliedes wäre mir ehrlich gesagt etwas zu tief, denn es könnte den Vorverstärker etwas stark belasten. 1k und 150p würde mir eher gefallen. Aber kann sein, dass das schon wieder etwas an der Stabilität kratzt...
Ich habe Dir noch das Schema der BGW-Endstufe zukommen lassen. Da werden die Enddinger auch ohne Ruhestrom betrieben und der Treiber steuert über seine 2,7 Ohm bereits zum Ausgangssignal bei. Auch das Ding arbeitet messtechnisch ohne B-Knick.
Noch so ganz am Rande: Meine Erfahrung ist, dass gute Verstärker oft erst bei komplexen Lasten und höherem Pegel ihre wahren Differenzen zeigen. Als ich noch die Möglichkeit hatte, mittels Umschaltanlage im Geschäft verschiedene Verstärker und Lautsprecher direkt zu vergleichen, musste ich feststellen, dass ein damaliger Revox einem Quad unterlegen war, wenn eine etwas heikle, komplexe Last angeschlossen wurde. Bei gutmütigen Boxen war der Unterschied nicht nennenswert. Diese Vergleiche sind schon über 25 Jahre her und daher nicht mehr auf die heutigen Geräte anwendbar. Aber ich habe daraus die Erkenntnis gewonnen, dass Verstärker mit komplexen Lasten weit mehr Mühe haben, als man das gemeinhin annimmt. Nur sind solche Lasten eben nicht genormt und daher als Messlast nicht zu verwenden.
Jetzt hoffe ich einfach, dass Dein Ding mit allem und jedem zurecht kommt und munter aufspielt.
Gruss
Richi

Hallo Richard,

vielen Dank für den Plan. Irgendwo hab ich den schon gesehen, war sogar im Forum, meine ich. Der OPV ist nicht ganz so mein Ding, aber die reine Endstufe könnte man mal so aufbauen. Bei Emitterfolgerstufen hab ich den 2.7R immer höher gehabt, so daß der Treiber nicht als Lasttreiber arbeitet, sondern nur die End-Töppe treibt.
Der 2. GK Weg, also der der Highweg muß an den MJE Emittoren abgenommen werden. R34 und R35 müssen dabei von der Mitte ab und nur miteinander verbunden werden. Dann hat man keinen Dreher sondern wirklich eine allmähliche Dämpfung ab X Hz.
Das ist ein wichtiger Aspekt, weil das Regelverhalten im oberen Bereich dadurch sehr sauber und schnell wird.

Was die komplexen Lasten angeht:
Messen kann ich das nicht, nicht mal sehen. Dazu müßte man ein Speicheroszi haben oder so um den Momentanwert zu sehen.
Über die Latwiderstände lege ich bei reinem Sinus vom Generator Kondensatoren parallel, bis die Sicherung kommt. Bei dieser Stufe lagen etwa 2.2µ parallel, ohne Signalbeeinflussung.
Die Induktivitäten sind da schon schwerer zu simulieren. Vielleicht gänge es mit einer Rolle Draht im Wassereimer gekühlt. Irgendwer hat mir das mal als Tip gegeben.

Wie hoch ist eigentlich eine parasitäre Induktivität und Kapazität einer Box? Gibt es da eine Regel oder Normwert?

Hallo Henry,
das BGW-Schema ist wirklich aus dem Forum.
Ich musste im Betrieb mal so ein Ding reparieren und weiss daher, dass es ohne Ruhestrom der Endtopfe läuft. Es ist übrigens recht heikel, was die Schwingneigung angeht. Andere Endtransistoren machen Probleme und ein NE5534 statt des verwendeten OPV toleriert die Kiste auch nicht.

Eine "Kunstlast" hatte ich auch im Betrieb gebastelt, habe allerdings kein Schema mehr (ist dort geblieben, wie es sich gehört). Wir hatten für Studioruf und andere Hilfskreise alte H+H TPA50, die bei komplexer Last bisweilen extreme Schwingneigung zeigten. Dies besonders mit einem Modell von Tannoy-Boxen, die oft damit betrieben wurden. So habe ich mir die Impedanzkurve aufgezeichnet und diese mit normalen Luftspulen, Widerständen und Kondensatoren nachgebaut. Damit war jeweils ein Schwingtest ohne Gefahr für das Leben des Hochtöners möglich.
Aber eben, so etwas ist im Labor möglich, aber es wird nie eine Messnorm. Daher sind solche Messungen jeweils aufschlussreich, aber sie müssten mit jedem Gerät neu durchgeführt werden.
Gruss
Richi

Sodala, ich abe feertisch



Es brummelt nix und stört nix - bei Asymm-ansteuerung muß Pin 3 des XLR auf Masse. Die kommende Masse ist ebenfalls direkt auf dem Massestern. Ohne deren Anbindung geht es nicht, wie ich irrtümlicherweise annahm.
Das Loch über der Kombibuchse ist noch für ein XLR Weiblein.

Man müßte nun mal einen perfekte Box zum Testen haben.

Uuuh, isse scheen geworde!!
Ich weiss jetzt nicht, wie die Eingangsschaltung aussieht, die hast Du hier noch nicht in dieser Form (oder doch?) veröffentlicht.
Und mit Boxen kann ich Dir auch nicht aushelfen, Vor allem, weil der Transport etwas teuer würde...
Gruss
Richi

Hallo Richard,

ich werd die Stufe wohl in der Selbstbauecke einbringen müssen, wenn Bedarf besteht. Für die Klangsache hier wird es sicher zu ausschweifend.

Als Fazit vielleicht soviel:

M.E. sollen die Endtöpfe im B-Betrieb laufen und ab 100 bis 120mA öffnen. Darunter ist der Treiber an der Last gefordert. Möglicherweise könnte man sogar die Last bis 5W an 4R über die Treiber nehmen. Das erfordert sicher noch einen zusätzlichen Vortreiber ziwschen dem jetzigen Vortreiber und dem eigentlichen Treiber, wird doch sein Emitter-R dabei um die 270mR liegen.
Auf jeden Fall wird sich eine eventll. Übernahmeverzerrung, wenn überhaupt, nicht erhören oder messen lassen.
In wie Weit sich alles auf die Verstärkung auswirkt, bliebe zu berechnen und praktisch zu erproben.
Auf jeden Fall erscheint mir die zarte Annäherung an die Last über 2 Stufen oder gar 3 als sehr sinnvoll. Die brachiale Gewalt ist dann wohl doch eher für die Bühne geeignet, obwohl, zart kann man auch an die Bühne herangehen. Es wird dann halt umfangreicher.

Der Trafo ist etwas , wie heißt das jetzt so Neumodisch, "Overdressing", 800VA muß nicht sein. Ursprünglich sollten 2 Stufen gebrückt werden aber die passen nicht in das Standardgehäuse.

So denn, viele Grüße