Amp mit 6C33C

buja85 schrieb:

Hallo, gemessen habe ich so: Den 8 Ohm-Ausgang mit 8 Ohm belastet. Die Primärwicklung an einen Trafo gelegt und dort 126,8 Veff gemessen, am Ausgang 5,4 Veff (ohne Belastung 6,1 Veff). Die Spannungsuntersetzung beträgt somit 23,48. Die Impedanzuntersetzung mithin 551,31. Das * 8 Ohm ergibt dann 4410.

Soweit ist das alles völlig korrekt.

Zur Impedanz frage ich mich, wie diese sinnvoll direkt gemessen wird statt Rückrechnung wie vor. Sie steigt ja mit der Frequenz, und ein Ausgangsübertrager, der z.B. mit 600 Ohm spezifiziert ist, kann diesen Scheinwiderstand ja nur bei einer Frequenz haben. Wird da mit dieser bestimmten Frequenz gemessen oder über das gesamte relevante Spektrum und dann nach einer bestimmten Formel eine Art Mittelwert errechnet?

Ein Übertrager transformiert zunächst einmal nur Spannungen / Ströme (und damit Nennscheinwiderstände - auch Impedanzen genannt). Solange der Übertrager auf der Quellseite eine bezogen auf die untere, zu übertragende Grenzfrequenz (im Verhältnis zu seiner Nennimpedanz) genügend hohe Leerlaufinduktivität hat, ist das Impedanzuntersetzungsverhältnis theoretisch zunächst einmal nicht frequenzabhängig - wenn, ja wenn da nicht die die Realität in Form von Streuinduktivität, Streukapazität, Kernverlusten etc. wäre. Die erforderliche Mindestprimärinduktivität (und damit Windungszahl) hängt einfach damit zusammen, daß diese - in Zusammenhang mit den sonstigen magnetischen Formkenngrößen des Gesamtübertragers - es dem Übertrager ermöglicht, seinen Kern nicht schlagartig, sondern "langsam" mit der Periode der niedrigsten (also langsamsten) auftretenden Frequenz vollständig (bis zur Aussteuerungsgrenze des Übertragers) zu magnetisieren, ohne daß magnetische Sättigung eintritt. Der Bau eines guten Ausgangsübertragers ist - bezogen auf dessen untere Grenzfrequenz - immer ein Kompromiß aus Kernquerschnitt und Primärwindungszahl (und damit der Primärleerlaufinduktivität)...und beide Komponenten gehen entscheidend in die Baugrößes des Übertragers ein. Dies ist eine äußerst stark vereinfachte Darstellung der Zusammenhänge, die mir die Experten hier in diesem Forum in Sinne einer auch für Nichtingenieure verständlichen, kurzen Beschreibung bitte nachsehen mögen.

Ein guter Ausgangsübertrager weist allerdings im interessierenden Frequenzbereich (meistens der Audiobereich) keine wesentliche Variation in seinem Impedanzüber- oder Untersetzungsverhältnis auf. Dieses Ziel eines guten Ausgangsübertragers ist allerdings mit größer werdendem Übersetzungsverhältnis und ganz generell steigender Primärimpedanz immer schwerer zu erreichen - insofern sollten Übertrager für eine 6C33C-B mit der ihr eigenen Niederohmigkeit also leichter zu bauen sein als für hochohmigere Röhren. Ganz generell gilt: Die Primärimpedanz eines Ausgangsübertragers wird immer direkt von seiner Sekundärimpedanz bestimmt - bei einem ohmschen Lastwiderstand eine gut meßbare Größe...bei realen Lautsprechern mit dem ihnen eigenen, frequenzabhängigen Impedanzverlauf sieht die Sache schon anders aus. Das ist übrigens auch der Grund dafür, warum man in den Frequenzweichen mancher Lautsprecher, die für Röhrenverstärkerbetrieb gedacht sind, sogenannte "Impedanzlinearisierungsglieder" findet.

Und was die Ansteuerung der Endröhre angeht: Ich habe an den Eingang des Amp Sinus 1 KHz mit 500 mVss gelegt. Beim Gitter der 6C33C wurden daraus bei voller Lautstärke gerade mal 5Vss.

5[Vss] am Gitter der 6C33C sind allerdings wirklich nicht viel...wenn wir mal annehmen wollen, daß eine Eintakt 6C33C Endstufe bei 150[Vss] am Gitter bei optimalen Bedingungen ca. 20[Weff] abliefert, dann wären das ja bei 5[Vss] grade mal ca. 22[mWeff]...das müssen ja Höchstwirkungsgradlautsprecher sein, die Du da hast...könnte es sein, daß Du mit einen 10:1 Tastkopf gemessen hast und es in Wirklichkeit 50[Vss] waren? Dann kämen nämlich aus Deinem Verstärker immerhin so um die 2.2[Weff] raus...und die können dann schon gewaltig Krach machen....


Grüße

Herbert

@Chris:
2Veff =5,6Vss kann ich zwar nicht nachvollziehen, aber das macht ja nichts.
An den Eingang des Amp habe ich 8 Vss gelegt, mehr gibt mein Funktionsgenerator nicht her, den Lautstärkeregler voll aufgedreht und den 8-Ohm-Ausgang mit 8 Ohm belastet.
Nachstehend bedeutet L die Spannung am Lautsprecherausgang,
G die Spannung am Gitter der 6C33C,
A die Spannung an der Anode der 6C33C. Dabei ist zu beachten, dass hier Bezugspotential die +245 VDC sind, die am anderen Ende des AÜ liegen. 66 Vss bedeutet hier somit, dass bezogen auf Masse der obere Scheitel bei 245 + 33 lag, der untere bei 245 – 33.
Alle Spannungen Vss:
100 Hz: G – 1,4 L – 0,13, A – nicht mehr messbar, bezogen auf Masse stand der Strahl ja bei 245
500 Hz: G – 6,5 L – 0,5 A – vergessen zu messen
1 kHz: G – 16 L – 1,2 A - 66
5 kHz: G – 48 L – 3,9 A – 210
10 kHz: G – 64 L – 4,5 A – 300
20 kHz: G – 82 L – 3,7 A – 340
Am Beispiel der letzten Messung wird deutlich, dass die Spannung an der Anode beim oberen Scheitel 415 betrug, beim unteren Scheitel 75.
Zudem beträgt das Untersetzungsverhältnis hier fast 100 und hat mit dem zuvor bei 50 Hz gemessenen keine Ähnlichkeit mehr.
Das Einganssignal wurde übrigens bis herauf zu 40 kHz am Ausgang ohne Verzerrung abgebildet.
@Herbert:
So weit, so gut.
Bei den obigen Messungen war der Ausgang mit 8 Ohm Widerstand belastet.
Ein mit 8 Ohm spezifizierter Lautsprecher hat aber bei 20 kHz sicher nicht einen Scheinwiderstand von 8 Ohm, sondern einen deutlich höheren. Und bei 100 Hz einen niedrigeren. Insofern würde eine Induktivität am Ausgang zu anderen Ergebnissen führen.
Ich könnte also die passende Sekundärwicklung des anderen Übertragers anschließen und die Messungen wiederholen.
Um meine ursprüngliche Frage zu präzisieren:
Wenn ich einen AÜ mit primärer Impedanz von 600 Ohm und sekundärer von 4 Ohm habe, woher weiß ich, dass diese Angaben stimmen. Ich kann hinter meinen Funktionsgenerator einen NF-Verstärker hängen und dann in die Sekundärwicklungen Ströme fast beliebiger Frequenz einspeisen.
Wie leite ich dann aus den diversen Impedanzen 4 Ohm ab bzw. die tatsächliche Sekundärimpedanz?
Gruß, Jan

Hallo,

ohne jetzt den ganzen Fred durchgelesen zu haben (der hat mir zuwenig Gitter ) :
was hast Du denn für Signalspannungen, wenn Du die 6C33 abhängst und nur die Vorstufen mißt?

MfG

DB

buja85 schrieb:

@Chris: 2Veff =5,6Vss kann ich zwar nicht nachvollziehen, aber das macht ja nichts. Alle Spannungen Vss: 100 Hz: G – 1,4 L – 0,13, A – nicht mehr messbar, bezogen auf Masse stand der Strahl ja bei 245 500 Hz: G – 6,5 L – 0,5 A – vergessen zu messen 1 kHz: G – 16 L – 1,2 A - 66 5 kHz: G – 48 L – 3,9 A – 210 10 kHz: G – 64 L – 4,5 A – 300 20 kHz: G – 82 L – 3,7 A – 340

Die 2Veff sind umgerechnet 5,6Vss also die volle Höhe der Sinusspannung am Scope.
Beispiel: 5,6Vss:2x0,707="2Veff."

Die normalen Voltmeter z.b von Voltcraft zeigen ja immer die
Effektivwerte an , das Scope immer die Spitze Spitze werte.

Bei 1khz hast du am Gitter der 6c33c nur 16Vss und am Übertragerausgang nur 1,2Vss?
so hast du ein Peff=von nur =0,24 Watt(P=Uquadrat:R)
Sind das alles Uss Werte mit Ozzi gemessen?(Da ist bestimmt was falsch )

Gruss Chris

@Chris:
Heute sieht es besser aus. Da mit der Gitterspannung was nicht stimmen konnte, bin ich mal hinter die erste Röhre gegangen, da fand eine Abschwächung statt, keine Verstärkung. Der Ursache bin ich noch nicht nachgegangen und habe den anderen Kanal genommen:
Eingang 5 Vss.
Bei 1 kHz bis zur Verformung des Signals am Ausgang: Ug - 98 Vss, Ul – 8,5 Vss.
Also Spannungen am Gitter der 6C33C und am Ausgang des Übertragers bei 8 Ohm Belastung.
Danach setzte bei weiterer Aussteuerung Verformung derart ein, dass der untere Scheitel zunächst abgeflacht und dann zunehmend abgeschnitten wurde, während die obere Halbwelle unverfälscht blieb. Bei voller Aussteuerung ergaben sich dann Ug – 156 Vss, Ul – 12 Vss.
Vss am Ausgang sank dann
Bei 5 kHz auf 7,5
Bei 10 kHz auf 6
Bei 20 kHz auf 3,3
Bei 30 kHz auf 1,3
Ich denke, dass die Verfälschung der unteren Halbwelle mit dem derzeitigen Kathodenwiderstand der 6C33C, also der dadurch erzeugten Gittervorspannung zusammenhängt.
Gruß Jan
PS. Mein DMM zeigt bei 5Vss 3,54 Veff an.

Hi

Mit den Spannngen siehts jetzt schon besser aus.Trozdem bei Ug - 98 Vss, Ul – 8,5 Vss da hast du nur 3 Watt eff. Leistung und das kommt weil der Ausgangsübertrager ja auch viel zu hochohmig ist.
Der Übertrager wäre eher für eine (EL34 oder 300B).

Die Verformungen Applatung der Sinusspannung kommt wahrscheinlich schon aus dem Treiber oder auch vom nicht genauen Arbeitspunkt(Kathodenwiderstand) der 6c33c.
Unverformte 150Vss am Gitter der 6c33c sollten es schon sein.

Und bei 20 Khz geht die Spannung am Übertrager auch ganz schön den Bach runter bei guten Übertragern hat man da noch (fast) volle Spannung.

Vielleicht sollte man sich auch neue Ausgangsübertrager gönnen. Die Chinamänner haben diese Vertärker bestimmt in einer Hinterhoffirma gebaut



Gruss Chris

Hallo Chris,
zunächst eine Berichtigung:
Das Signal am Ausgang ist ja invertiert.
Vom Eingangssignal wird also bei hoher Aussteuerung die positive Halbwelle verformt.
Dies geschieht, wie ich inzwischen festgestellt habe, bereits hinter der ersten Röhre der Vorstufe.
Bereits dort sinkt auch Vss mit zunehmender Frequenz.
Das bereits dort deformierte Signal erscheint dann ohne weitere Verfälschungen (mit Ausnahme weiterhin niedrigerem Vss bei hohen Frequenzen) am Ausgang, wobei sich interessanter Weise die 6C33C von einer Änderung des Kathodenwiderstandes wenig beeindrucken lässt.
Im Prinzip sieht es also nicht schlecht aus.
Was den Spannungsabfall am Ausgang bei hohen Frequenzen angeht, muss man wohl bedenken, dass dieser mit einem Realwiderstand belastet ist, die Induktivität eines Lautsprechers würde dem Strom ja Impedanz entgegensetzen.
Gruß, Jan

Nach einigen Experimenten und Ersatz der 6P6P durch eine EL34 messe ich jetzt bei 1 kHz und 5 Vss am Eingang bei Aussteuerung bis kurz vor Verformung des Signals am Gitter der 6C33C 213 Vss und an der Anode, also an der Primärseite des Übertragers, 424 Vss.
Sekundär kommen bei Belastung 8 Ohm 18,4 Vss raus, also 5,3 W.
Mit diesem Übertrager und der verfügbaren Anodenspannung ist nicht mehr zu machen.
Übrigens hat der Chinese die Kiste bei Ebay inzwischen aus dem Verkehr gezogen und durch ein modifiziertes Modell ersetzt.
http://cgi.ebay.de/w...TRK%3AMEWA%3AIT&rd=1
Fast identisch mit dem alten Gerät, Endtriode jedoch 2A3 und Leistung mit 6 W pro Kanal angegeben.
Mir scheint, die alten Geräte wurden umgebaut.
Neues Spiel, neues Glück.
Gruß, Jan

buja85 schrieb:

Nach einigen Experimenten und Ersatz der 6P6P durch eine EL34 messe ich jetzt bei 1 kHz und 5 Vss am Eingang bei Aussteuerung bis kurz vor Verformung des Signals am Gitter der 6C33C 213 Vss und an der Anode, also an der Primärseite des Übertragers, 424 Vss. Sekundär kommen bei Belastung 8 Ohm 18,4 Vss raus, also 5,3 W. Mit diesem Übertrager und der verfügbaren Anodenspannung ist nicht mehr zu machen. Übrigens hat der Chinese die Kiste bei Ebay inzwischen aus dem Verkehr gezogen und durch ein modifiziertes Modell ersetzt. http://cgi.ebay.de/w...TRK%3AMEWA%3AIT&rd=1 Fast identisch mit dem alten Gerät, Endtriode jedoch 2A3 und Leistung mit 6 W pro Kanal angegeben. Mir scheint, die alten Geräte wurden umgebaut. Neues Spiel, neues Glück. Gruß, Jan

Also, Jan, an für die 6C33C passenden Ausgangsübertragern führt kein Weg vorbei....213[Vss] am Gitter dieser Röhre sind jedenfalls mehr als genug....

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,
neue AÜs habe ich gerade heute bei Ebay erworben.
Interessante ist, dass sich alle Russendamen online nahezu gleich verhalten und sich von der Gittervorspannung wenig beeindrucken lassen, obgleich sie offline gänzlich unterschiedliche Daten vorweisen.
Ich habe gerade 4 NOS 6C33C aus der Ukraine bekommen. Für 30 USD. Sie sind tatsächlich neu. Ein Röhrenkenner berichtete mir, dass der Aufdruck im Rhombus blau ist und sich erst im Lauf der Zeit zu dem übrigen braun-grau verfärbt. Da ist es noch blau.
Gruß, Jan

Hallo Jan,
mit dem Aufdruck kann ich bestätigen, habe auch NOS allerdings 25€/Stck ( da hast Du eine echtes Schnäppchen gemacht)
Der Aufdruck war eindeutig blau und wird jetzt so langsam braun-grau.
Bin mal gespannt, wie Du mit den neuen Übertragern hinkommst, wenn die passen, gibt es einen 6C33C Fan mehr.
Gestern war mein Freund bei mir, mit seinen Boxen, haben mal so bisschen quer gehört, Ergebniss : Er brauch einen neuen Amp, ich neue Boxen.
Gruß
Manfred

Justfun schrieb:

Hallo Jan, mit dem Aufdruck kann ich bestätigen, habe auch NOS allerdings 25€/Stck ( da hast Du eine echtes Schnäppchen gemacht) Der Aufdruck war eindeutig blau und wird jetzt so langsam braun-grau. Bin mal gespannt, wie Du mit den neuen Übertragern hinkommst, wenn die passen, gibt es einen 6C33C Fan mehr. Gestern war mein Freund bei mir, mit seinen Boxen, haben mal so bisschen quer gehört, Ergebniss : Er brauch einen neuen Amp, ich neue Boxen. Gruß Manfred

Das kurbelt die Wirtschaft an....ist doch gut in diesen Zeiten...

Grüße

Herbert

buja85 schrieb:

Hallo Herbert, neue AÜs habe ich gerade heute bei Ebay erworben. Interessante ist, dass sich alle Russendamen online nahezu gleich verhalten und sich von der Gittervorspannung wenig beeindrucken lassen, obgleich sie offline gänzlich unterschiedliche Daten vorweisen. Ich habe gerade 4 NOS 6C33C aus der Ukraine bekommen. Für 30 USD. Sie sind tatsächlich neu. Ein Röhrenkenner berichtete mir, dass der Aufdruck im Rhombus blau ist und sich erst im Lauf der Zeit zu dem übrigen braun-grau verfärbt. Da ist es noch blau. Gruß, Jan

Servus Jan,

kannst Du jetzt schon näheres über die Übertrager berichten oder mußt Du sie dazu erst in Händen haben?

Und: Die ukrainische Bezugsquelle würde mich sehr interessieren....

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,
die Daten für die Übertrager findest du hier:
http://www.tubeland.de/index2.htm
Da hatte ich zuvor schon einen Netztrafo bestellt.
Eine Bezugsquelle für die 6C33C in der Ukraine habe ich nicht.
Vielmehr hatte ich bei ebay.com beobachtet, was da an 6C33C so angeboten wurde.
Und da hatte jemand aus Russland 3 Stück für zusammen 30 USD abzugeben.
Bekommen habe ich dann 4 Stück, die in der Ukraine abgeschickt wurden.
Gruß, Jan

Hallo Jan

Hast du die Ausgangsübertrager schon bekommen?wenn du sie in dein Amp verbaust ,könntest du ein paar Frequenzgangmessungen
am Übertrager machen; die untere und obere Grenzfrequenz mal messen mit 8 Ohm Lastwiderstand und Scope(-3db 0,707 Spannungsabfall der Sinusspannung ). Möchte mir eventuell auch die Teile kaufen .

Gruss Chris

chris2178 schrieb:

Hallo Jan Hast du die Ausgangsübertrager schon bekommen?wenn du sie in dein Amp verbaust ,könntest du ein paar Frequenzgangmessungen am Übertrager machen; die untere und obere Grenzfrequenz mal messen mit 8 Ohm Lastwiderstand und Scope(-3db 0,707 Spannungsabfall der Sinusspannung ). Möchte mir eventuell auch die Teile kaufen . Gruss Chris

Interessant dürften auch noch die +/-1[dB] Grenzen sein - die liegen näher an den audiophilen Ansprüchen vieler Leute.

Grüße

Herbert

Hallo Chris,
ich habe die Übertrager noch nicht.
Die über Ebay gekauften und sofort lieferbaren haben 8 Ohm. 4 Ohm wäre für meine Nuline besser, deshalb wickelt der Verkäufer mir solche, und das dauert 2 Wochen oder so.
Gruß, Jan

Hallo Chris,

am Samstag sind mir zwei Übertrager zugeflogen.
Ich die bei über Ebay bei einem Chinesen gekauft und den Aufpreis für DHL/TNT bezahlt.
Die hat er mir aber mit normaler Post geschickt und geschrieben, sie würden in 60-80 Tagen kommen.
Da habe ich mich natürlich beschwert, und Samstag kamen 2 mit einem freundlichen Zettel, er hätte zwei weitere geschickt, denn es sei ja sein Fehler gewesen. Sehr anständig.

Primär 600 Ohm, sekundär 4 und 8 Ohm. Zurück von den Messungen an den Ausgängen habe ich dann 616 und 621 berechnet.
150 VA steht zudem drauf, er zeigte auch keine Spur einer Erwärmung. Dafür schmolz eine Messspitze an der Last am Ausgang.
Gleichstromwiderstände primär 15,1 Ohm, sekundär 0,5 Ohm am 8er Ausgang.

Aussteuerung bis kurz vor Verformung des Signals.
Mit der alten Einstellung der 6C33 hatte die einen Ruhestrom von 293 mA und der 8-Ohm-Ausgang brachte bei 1 kHz 20,25 W, der 3-db-Frequenzbereich ging von 45 Hz bis 47 kHz.
Mit meinen Lastwiderständen für die Kathode konnte ich den Ruhestrom auf 161 mA verringern, dann sank die Leistung auf 9,25 W, die 3-db-Absenkungen lagen bei 32 Hz und 56 kHz.
Hier wäre wohl eine weitere Aussteuerung möglich gewesen, wenn die EL34 davor das Signal nicht verbogen hätte.

Das sieht schon sehr viel besser aus als bisher, jetzt geht es an die Kleinarbeit.

Gruß, Jan

buja85 schrieb:

Hier wäre wohl eine weitere Aussteuerung möglich gewesen, wenn die EL34 davor das Signal nicht verbogen hätte.

Läuft die EL34 vorne dran als Kathodenfolger?

Grüße

Herbert

Ich hab auch noch mal meine Übertrager gemessen , der -3db Frequenzgang
geht von 13Hz bis 32khz.Ich habe auch noch bei 30Hz Vollen Pegel.Aber auch Leichten Höhenabfall des Übertragers ,liegt wohl daran das ein 1mm Luftspalt vorhanden ist.

Ich habe aber schon an dem Gitter der 6c33c den -3db abfall bei 13 Hz , die Ausgangsübertrager von Reinhöfer Electronic scheinen wohl sehr gut im unteren Frequenzbereich zu sein.

Gruss Chris

chris2178 schrieb:

Ich hab auch noch mal meine Übertrager gemessen , der -3db Frequenzgang geht von 13Hz bis 32khz.Ich habe auch noch bei 30Hz Vollen Pegel.Aber auch Leichten Höhenabfall des Übertragers ,liegt wohl daran das ein 1mm Luftspalt vorhanden ist. Ich habe aber schon an dem Gitter der 6c33c den -3db abfall bei 13 Hz , die Ausgangsübertrager von Reinhöfer Electronic scheinen wohl sehr gut im unteren Frequenzbereich zu sein. Gruss Chris

Wie hast Du denn die 13[Hz] gemessen? Sofern es ein dediziertes Audiomeßgerät war, könnte es sein, daß Du den Frequenzgang dieses Gerätes mitgemessen hast - mein R&S UPGR z.B. schneidet bei 10[Hz] nach unten hin rigoros ab (steht auch so in der Spezifikation).

Grüße

Herbert

Ich habe es mit einem Sinusfrequenzgenerator und meinen Hameg Oszilloskop gemessen.Am Übertragerausgang bei (1Khz)Sinusspannung Bezugsebene bin ich
so lange mit der Frequenz des Generators runtergegeangen bis ich die 13 Hz bei-3db Spannungsabfall auf dem Scope habe.Sagen wir mal ich habe bei 1Khz 6Vss , dann sind es ja bei bei -3db 4,24Vss am Scope , (so das ich dann die -3db Frequenz am Generator ablesen kann, oder auch ausrechnen am Scope).




Gruss Chris

@Herbert:
Nein, kein Kathodenfolger, sondern Kathodenbasisschaltung.
Wäre die Anode als Basis hier besser?

@Chris:
Deine Werte können einen ja neidisch machen.
Bei welcher Leistung hast du denn gemessen?
Und welche Leistung bringt dein Amp überhaupt kurz vor Verformung des Signals.
Vielleicht hast du das in diesem ellenlangen Thread ja schon mal gepostet.
Auch die Spannungen an der Anode, am Gitter und den Ruhestrom.
Dennoch wäre ich dir dankbar, wenn du die Werte noch mal einstellen würdest.
Ich will mich versuchsweise von dem Autobias trennen und eine separate Spannung an das Gitter legen.
Dann habe ich aber etwa 300 V an der Anode, und das scheint mir etwas viel zu sein für diese Röhre.
Jetzt gehen davon die 86 V ab, die am Kathodenwiderstand abfallen.
Gruß, Jan

buja85 schrieb:

@Herbert: Nein, kein Kathodenfolger, sondern Kathodenbasisschaltung. Wäre die Anode als Basis hier besser? @Chris: Deine Werte können einen ja neidisch machen. Bei welcher Leistung hast du denn gemessen? Und welche Leistung bringt dein Amp überhaupt kurz vor Verformung des Signals. Vielleicht hast du das in diesem ellenlangen Thread ja schon mal gepostet. Auch die Spannungen an der Anode, am Gitter und den Ruhestrom. Dennoch wäre ich dir dankbar, wenn du die Werte noch mal einstellen würdest. Ich will mich versuchsweise von dem Autobias trennen und eine separate Spannung an das Gitter legen. Dann habe ich aber etwa 300 V an der Anode, und das scheint mir etwas viel zu sein für diese Röhre. Jetzt gehen davon die 86 V ab, die am Kathodenwiderstand abfallen. Gruß, Jan

Die -3db Werte habe ich mit 1 und 4 Watt eff gemessen , auch an weniger oder höherer Leistung tut sich da nicht viel.

Anodenspannung habe ich jetzt auf 225V ,und den Ruhestrom auf 170mA eingestellt , und das Gitter hat -100 Volt.
Die Russin wirds mir wohl mit Langer Lebensdauer danken.
Daraus bekomme ich 9,5 Watt.eff ohne Verzerrung , darüber hinaus wird die Sinussp. verzerrt und abgeschnitten.(Wenn man den Ruhestrom z.b auf nur 100mA dann werden die oberen Spitzen der Sinusspannung noch viel früher abgeschnitten).

Gruss Chris

Ach so die 9,5 Watt reichen auch an meinen 90dB Lautsprechern, hab mal so weit aufgedreht das mann die Sinusapplatung hörte , Die Lautstärke war aber so Höllenlaut , nur für Leute mit Hörschaden.

An den Jerichos reichen ja schon ein paar Watt , nach 2-3 Watt ist dann auch die Hölle los

Gruss Chris

buja85 schrieb:

@Herbert: Nein, kein Kathodenfolger, sondern Kathodenbasisschaltung. Wäre die Anode als Basis hier besser?

Wenn die Röhre (aus welchen Gründen auch immer) Gitterstrom zieht, dann ist ein Kathodenfolger angesagt, der diesen Strom auch liefern kann. Eine klassische Kathodenbasisschaltung MUSS in diesem Fall das Signal verformen (und damit Verzerrungen verursachen), da sich ja aus der Sicht des Treibers der Lastwiderstand mit dem Aussteuerungspegel dynamisch ändert.

Grüße

Herbert

@Chris:
Danke für die schnelle Antwort.
Da liegen unsere Werte ja dicht beieinander.
Bei meiner letzten Messung:
Ua 214 V, Ug –86 V, Ir 161 mA, Pa 9,25 W.
Bei meiner ersten Messung hatte ich bei Ir 293 mA und nur geringfügig schlechterem Frequenzgang immerhin 20,25 W am Ausgang ohne Verbiegungen des Signals.
Aber 9 W sind mehr als genug, da hast du recht.
Dennoch werde ich mir noch mal die Vorgänge an der Primärseite des AÜ ansehen.
Glücklicherweise habe ich inzwischen ein DMM, das AC bis 400 kHz korrekt misst.
Gruß, Jan
PS: Warum willst du denn neue AÜs kaufen, deine sind doch bestens?

buja85 schrieb:

Dennoch werde ich mir noch mal die Vorgänge an der Primärseite des AÜ ansehen. Glücklicherweise habe ich inzwischen ein DMM, das AC bis 400 kHz korrekt misst.

Servus Jan,

Ein Scope mit passendem Tastkopf wäre hier vermutlich die bessere Wahl - da siehst Du auch noch die Kurvenform...und die Meßgenauigkeit reicht für Hobbyzwecke völlig aus.

Grüße

Herbert

@Herbert:
Ja, ich sehe mir die Signale ohnehin parallel auf dem Scope an.
Bei dem jetzigen Potential am Gitter von –86 V muss Gitterstrom fließen, wenn Vss > 172 wird, richtig?
Gruß, Jan

buja85 schrieb:

@Herbert: Ja, ich sehe mir die Signale ohnehin parallel auf dem Scope an. Bei dem jetzigen Potential am Gitter von –86 V muss Gitterstrom fließen, wenn Vss > 172 wird, richtig? Gruß, Jan

Aussteuerung mit Sinussignalen (oder sonstigen symmetrischen Signalen, deren mittlerer Gleichspannungsanteil 0[V] ist) vorausgesetzt: ja. Die Kennlinienfelder der 6C33C-B gehen nur bis maximal Ug = -2[V]...das wird schon seinen Grund haben.

Grüße

Herbert

pragmatiker schrieb:

buja85 schrieb: @Herbert: Ja, ich sehe mir die Signale ohnehin parallel auf dem Scope an. Bei dem jetzigen Potential am Gitter von –86 V muss Gitterstrom fließen, wenn Vss > 172 wird, richtig? Gruß, Jan Aussteuerung mit Sinussignalen (oder sonstigen symmetrischen Signalen, deren mittlerer Gleichspannungsanteil 0[V] ist) vorausgesetzt: ja. Die Kennlinienfelder der 6C33C-B gehen nur bis maximal Ug = -2[V]...das wird schon seinen Grund haben. Grüße Herbert

Hallo Herbert
Wenn ich dann -100 Volt Gittervorspannung habe ,dann kann ich max. bis 200Vss aussteuern ohne das Gitterstom fließt,so das der Treiber nicht belastet wird oder?
Dann wäre das ja bei meinem Arbeitspunkt ja optimal.

Gruss Chris

chris2178 schrieb:

Hallo Herbert Wenn ich dann -100 Volt Gittervorspannung habe ,dann kann ich max. bis 200Vss aussteuern ohne das Gitterstom fließt,so das der Treiber nicht belastet wird oder? Dann wäre das ja bei meinem Arbeitspunkt ja optimal. Gruss Chris

Schau mal in das Datenblatt auf Seite 3, das ich in folgendem Beitrag gepostet habe:

http://www.hifi-foru...ead=361&postID=62#62

Da steht bei "absolute maximum ratings": Gitterspannung im Bereich von -0.5[V] bis -150[V]. Und nach dieser Angabe wäre bei 150[Vss] Aussteuerung und einer Gittervorspannung von -75[V] die Grenze dessen erreicht, was dieser Röhre guttut.

Allerdings: Ich hab' hier im Netz schon verschiedene Datenblätter dieser Röhre rumsausen sehen, allerdings noch kein einziges, in dem es U(g)/I(a) Kennlinien bis -200[V] U(g) gegeben hätte (in den Kennlinienfeldern ist meistens bei -120[V] Schluß) - auch das ein Zeichen, das es wahrscheinlich keinen Arbeitspunkt bei dieser Röhre gibt, bei der -200[V] am Gitter noch irgendein brauchbares Resultat hervorrufen.

Grüße

Herbert

buja85 schrieb:

@Chris: Danke für die schnelle Antwort. Da liegen unsere Werte ja dicht beieinander. Bei meiner letzten Messung: Ua 214 V, Ug –86 V, Ir 161 mA, Pa 9,25 W. Bei meiner ersten Messung hatte ich bei Ir 293 mA und nur geringfügig schlechterem Frequenzgang immerhin 20,25 W am Ausgang ohne Verbiegungen des Signals. Aber 9 W sind mehr als genug, da hast du recht. Dennoch werde ich mir noch mal die Vorgänge an der Primärseite des AÜ ansehen. Glücklicherweise habe ich inzwischen ein DMM, das AC bis 400 kHz korrekt misst. Gruß, Jan PS: Warum willst du denn neue AÜs kaufen, deine sind doch bestens?

Neue AÜs eventuell weil ich leichten Höhenabfall schon ab 13 Khz habe ,der Frequenzbereich sollte meiner meinung bis 20 Khz ohne Absenkung sein.Am Gitter der 6C33c messe ich den-3db Punkt bei 40Khz , am AÜ schon ab 32Khz.Aber das müsste auch an dem 1mm Luftspalt liegen , wäre er wohl (0,1mm)
dann ging der Frequenzbereich auch höher , aber dann bekommt mann ja auch höhere Verzerrungen.

Hab noch ein EL34 Gegentakter Amp mit Welter Übertragern, die haben einen sehr weiten Frequenzgang,haben ja aber auch keinen Luftspalt.

Aber ehrlich gesagt bin ich doch sehr zufrieden mit meinen AÜs.Ich hatte ja auch schon welche von einer Firma ,sag ich hier lieber nicht im Forum , der Klang war in den Höhen sehr schlecht , troz mehrfacher verschachtelung des Aü.

An meinen Jerichos ist der leichte Höhenabfall sogar von vorteil, es klingt nicht so (scharf).

Gruss Chris

@Herbert
Stimmt bei -200 Volt da bekommt mann keinen Arbeitspunkt hin.
Meine 6c33c wird mit 200 Vss auch fast nie ausgesteuert, nur mal kurz zum Test halt.

@Jan
hab noch mal nachgemessen -90 Volt hab ich am Gitter , die -100V hatte ich an einer Höheren Anodenspannung eingestellt.

Gruss Chris

Hier im Forum wurde ja die Firma www.mueller-rondo.com vorgeschlagen, die machen ja Ringkerntrafos.

Hab mir da gestern ein Ringkerntrafo mit vier Ausgangs spannungen bestellt , für mein 6c33c Amp ,da bei mir alle Spannungen provisorisch laufen mit Einzeltrafos .

Heute kan eine Mail von Rondo:
Mit 200VA ist der Trafo angegeben bei einem Nettopreis für
32 Euro + 3 Euro Aufpreis für Vergossen + Versand =.... das klingt doch supergünstig.(Versand und Endpreis) muss ich noch erfragen.


Gruss Chris

Ich bin jetzt mal der relativ schlechten Performance im unteren Frequenzbereich nachgegangen.
Bereits an der Primärseite des Übertragers, mithin an der Anode der 6C33C, geht die Wechselspannung mit fallender Frequenz zurück, ab 100 Hz wird zudem das Signal verbogen, siehe Bild.
Dies Verhalten ließ sich durch Veränderung des Kathodenwiderstandes nicht beeinflussen.
Ich habe den dann rausgenommen und extern eine regelbare negative Vorspannung des Gitters bewirkt.
Zwar scheint das der 6C33C zu gefallen, bis zu 30 Weff erschien das Signal bei 1 kHz sauber am Ausgang. Das Problem im unteren Frequenzbereich blieb jedoch. Änderungen des Ruhestroms haben zwar das Gesamtverhalten beeinflusst, aber unterhalb etwa 100 Hz nichts.
In diesem Bereich normalisiert es sich erst, wenn ich die Aussteuerung so weit zurücknehme, dass etwa 4 Watt am Ausgang übrigbleiben.
Insofern wundere ich mich, dass der von Chris gemessene Frequenzgang relativ unabhängig von der Aussteuerung ist.
Und ich frage mich:
Wenn ich die Röhre so einstelle, dass sie bei z.B. 20 W das Eingangsignal bei 1 kHz sauber an den Ausgang bringt, kann ich dann bei gleicher Aussteuerung bei z.B. 20 Hz überhaupt ein unverbogenes Signal an der Primärseite erwarten? Bei dieser Frequenz fließt ein hoher Strom, ein starkes Magnetfeld wird aufgebaut und eine entsprechend hohe Spannung wird dann bei dessen Zusammenbruch induziert.
Ich habe dieses Symptom übrigens bei Einsatz von 3 verschiedenen Röhren festgestellt, an denen liegt es nicht.
Gruß, Jan



Edit:
Na ja, wenn ich mir das so ansehe, gibt die Röhre schlicht die letzte Ausprägung der unteren Halbwelle nicht weiter, weil zuvor das Gitter so negativ wurde, dass sie bereits abgeschaltet hatte.
Es bleibt die Frage, warum sie das oberhalb 100 Hz nicht auch macht.

Ich glaube das der Übertragerkern voll in die Sättigung gerät,(deswegen so komische Buckel, der Übertragerkern hat seine max.magnetische Induktion erreicht).

Auch je höher der Ruhestrom eingestellt wird ,um so weniger magnetiesierung bleibt ja noch für die Musiksignale übrig.

Ich werd noch mal bei mir die 20 Hz messen aber bei 9,5 Watt eff,
mal schaun ob da auch so Buckel drin sind.An so hohen Leistung von 20Weff/20Hz bin ich noch nicht rangegangen.

(Oder es könnte auch schon von der Vorstufe, Treiber her das Signal so komische Buckel haben , bei so hoher Aussteuerung kann wohl untere oder obere Scheitel der Sinussp.wohl nicht mithalten, wohl Arbeitspunktabhängig)

Man muss da Signal auch immer dahinter messen, weil es da auch schon da verformt sein kann.Ich würd Auch niemals
über 200Vss am Gitter der 6C33c draufmachen.

Ok ich hab genug geschwafelt....

Aber 30 Watt eff , da geht die Röhre ja bald flöten , Ojemine:(

Gruss Chris

Hallo Chris,
am oberen Strahl hängt das Gitter, am unteren die Anode. Das Eingangssignal ist sauber.
Theoretisch könnte es sein, dass die Vorstufe bei niedrigen Frequenzen höheres Vss am Gitter abliefert, das habe ich noch nicht gemessen.
Was die Sättigung angeht, sollte diese sich wohl eher an der Sekundärseite des AÜ auswirken, oder?
Im übrigen wird nach meinen Messungen das Verhalten im unteren Frequenzbereich bei höherem Ruhestrom eher besser.
Ich werde jetzt mal die Wechselspannung für Va (derzeit fast 300 V) aus meinem Regeltrafo einspeisen und mit dem dann regulierbaren Va weiter experimentieren.
BTW: Wie hast du deinen neuen Netztrafo sekundär spezifiziert? Der Preis ist ja ein Schnäppchen. Ich benötige auch einen weitern, denn da ich inzwischen reichlich Röhren und AÜs habe bzw. bekomme, werde ich einen weitern 6C33C-SE-Amp bauen.
Gruß, Jan

Hi

Gute Frage ob der Aü dann Primärmäßig in die Sättigung gerät??Theoretisch schon kommt ja alles sekundär wieder raus, bin aber nicht ganz sicher.

Den Ringkerntrafo habe ich so gewählt das sich etwa die Spannungen mit den Arbeitspunkten decken.Auch kann ich bei mir ja noch die Anodensp. von 230-270 Volt regeln, und an der neg. Gitterspannung spielen.

Ich würd den Trafo nacher so auslegen das alle Beriebssp.
an den Anoden passen.

Mal schauen wie naher der Endpreis mit Versand aussieht, mann weiss ja nie ob die mir da noch 16% Mehrwetsteuer draufpacken.


Gruss Chris

buja85 schrieb:

Ich bin jetzt mal der relativ schlechten Performance im unteren Frequenzbereich nachgegangen. Bereits an der Primärseite des Übertragers, mithin an der Anode der 6C33C, geht die Wechselspannung mit fallender Frequenz zurück, ab 100 Hz wird zudem das Signal verbogen, siehe Bild.

Das, was da zu sehen ist, ist mit Sicherheit ein magnetisch gesättigter Übertragerkern. Je tiefer die Frequenz fällt, desto größer muß bei gleicher zu übertragender Leistung der Kernquerschnitt sein, damit eine unverzerrte Leistungsübertragung möglich ist. Die Beziehung ist hierbei linear, d.h. daß z.B. für 50[Hz] der doppelte Kernquerschnitt wie für 100[Hz] erforderlich ist. Bei Übertragern mit Luftspalt (der ja bei gleichstromvormagnetisierten Übertragern unbedingt erforderlich ist) gilt diese lineare Beziehung ebenfalls, nur muß der Kernquerschnitt natürlich ganz generell wegen des Luftspalts größer sein. Außerdem muß natürlich der Übertrager mit fallender zu übertragender Frequenz eine Mindestleerlaufinduktivität auf der Primärseite aufweisen - für Übertrager mit einer Primärimpedanz von 3[kOhm] rechnet man hier ganz grob mit 50...100[H], sehr gute Exemplare bringen es hier auf 200[H]. Weiterhin muß im Interesse einer guten Höhenübertragung die Streuinduktivität und die Streukapazität gering sein. Eine geringe Streukapazität erreicht man durch einen sinnvoll verschachtelten Windungsaufbau, eine geringe Streuinduktivität durch eine möglichst gute magnetische Verkopplung der Primär- und Sekundärwicklung und geringe Streuverluste des Kerns (etwas, was durch einen Luftspalt natürlich mehr oder weniger stark konterkariert wird). Die Streuinduktivität der Primärwicklung läßt sich mit einem Induktivitätsmeßgerät relativ leicht zumindest näherungsweise bestimmen, indem man die Sekundärwicklung kurschließt und die Primärwicklung mißt. Gute Übertrager mit einer Primärimpedanz von 3[kOhm] bringen es hier auf einen Wert von ca. 6[mH].

Grüße

Herbert

@Herbert:
Vielen Dank für die ausführliche Info.
Was mich zum Grübeln bringt, ist der Umstand, dass nur die positive Halbwelle an der Anode betroffen ist.
Ich betrachte es mal von der Röhre her. Das Ausgangssignal wird erzeugt durch die Veränderung des Ruhestroms in dieser. Bei 0 Grad des Eingangssignals fließt dieser, sagen wir mal 160 mA. Bei 90 Grad ist der Ruhestrom zu seinem Maximum aufgelaufen (das Signal kann ich fast beliebig verstärken, ohne dass es zu einer Verformung am Ausgang kommt), bei 180 Grad fließt wieder der Ruhestrom, und dann geht es bergab. Ist das Gitter soweit negativ geworden, dass kein Strom mehr durch die Röhre fließt, ist Schluss. Dann bleibt der Rest bis 270 Grad wirkungslos.
So sieht es ja auch in meinem Scope-Bild aus.
Erhöhe ich den Ruhestrom, wird es deutlich besser. Dann komme ich aber schnell an das Limit von 60 Watt.
Das Problem bei meinem AÜ scheint der relativ geringe primäre Gleichstromwiderstand von nur 15,1 Ohm zu sein, der ja bei niedrigen Frequenzen zunehmend an Bedeutung gewinnt.
@Chris:
Wenn du mal wieder an deinem Gerät messen solltest:
Steuer es mal aus bis kurz vor der Verformung des Signals bei 40 Hz aus und poste dann das Wechselspannungspotential an Gitter und Anode der 6C33C, basierend auf deinen Einstellungen Va 225 V, Vg –90 V.
Gruß, Jan

@Jan werde am Wochende ein paar Messungen machen,mir ist
das Netzteil kaputtgegangen ,bin vom Meßgerät abgerutscht und die Meßspitze hat ein Kurzschluß verursacht:(Ist mir schon das zweite mal passiert ,ich Depp , alle guten Dinge sind ja drei, hoffentlich passiert nicht noch mal.Na ja egal
wird halt wieder eine neue Diode reinglötet:)

Gruss Chris

Hallo Leute,

Seid einige Zeit befolge ich diese Diskussion, ganz lehrsam, sicher weil ich auch Pläne habe Richtung Bau einer Eintakt Verstärker mit 6C33C. Uebrigens ist es als Neuling korrekt sich vor zu stellen denke ich; also meine Name ist Rob, 46 Jahre alt, verheiratet, eine Tochter. Bis jetzt habe ich gebaut mit 807, Eintakt Verstärker.

Meine Frau möchte gerne von Röhrensound genießen im Wohnzimmer weil sie meine 807 Eintakt so schön findet. Ich konnte natürlich einfach wieder eine 807 bauen, aber ich hoffe in der 6C33C eine Röhre gefunden zu haben, die noch besser klingt. Die Röhren sind ziemlich preisgünstig zu beschaffen, aber dann kommen die AU's. Die habe ich gesehen von Experience, aber Welter und Jan Wüstens haben die auch im Program, etwa zum halben Preis. Kennt jemand diese AU's von Welter oder Wüstens vielleicht aus eigener Erfahrung?

Dank im Voraus für eine Antwort.

Gruß
Rob

Rob_807_Eintakt schrieb:

Hallo Leute, Seid einige Zeit befolge ich diese Diskussion, ganz lehrsam, sicher weil ich auch Pläne habe Richtung Bau einer Eintakt Verstärker mit 6C33C. Uebrigens ist es als Neuling korrekt sich vor zu stellen denke ich; also meine Name ist Rob, 46 Jahre alt, verheiratet, eine Tochter. Bis jetzt habe ich gebaut mit 807, Eintakt Verstärker. Meine Frau möchte gerne von Röhrensound genießen im Wohnzimmer weil sie meine 807 Eintakt so schön findet. Ich konnte natürlich einfach wieder eine 807 bauen, aber ich hoffe in der 6C33C eine Röhre gefunden zu haben, die noch besser klingt. Die Röhren sind ziemlich preisgünstig zu beschaffen, aber dann kommen die AU's. Die habe ich gesehen von Experience, aber Welter und Jan Wüstens haben die auch im Program, etwa zum halben Preis. Kennt jemand diese AU's von Welter oder Wüstens vielleicht aus eigener Erfahrung? Dank im Voraus für eine Antwort. Gruß Rob :prost

Sehr vernünftige und preiswerte Ausgangsübertrager baut Gerd Reinhöfer - www.roehrentechnik.de - einfach mal reinschauen....

Und, wenn Du was mit der 6C33C-B bauen möchtest: Paß unbedingt auf, daß Du ein vernünftiges thermisches Konzept hast - bei dieser Röhre fällt SEHR viel Abwärme an...

Gruß

Herbert

Hej Herbert,

Dank für die schnelle Info, die Preise sind wirklich freundlich, wenn das auch noch vernünftige Ausgangsübertrager sind, brauche ich nicht weiter zu suchen

Habe noch kein Konzept, hab schon die Verstärkern von Klaus Barton gesehen mit "Kamineffekt Kühlung" also etwas ähnliches werd's schon werden.

Gruß
Rob.

buja85 schrieb:

Das Problem bei meinem AÜ scheint der relativ geringe primäre Gleichstromwiderstand von nur 15,1 Ohm zu sein, der ja bei niedrigen Frequenzen zunehmend an Bedeutung gewinnt.

Servus Jan,

der niedrige Gleichstromwiderstand ist im Gegenteil sogar günstig - er hält die Kupferverluste klein. Allerdings brauchst Du in jedem Fall für die unterste zu übertragende Grenzfrequenz eine vernünftig hohe Leerlaufinduktivität der Primärwicklung - das ist gaaanz wichtig. Rechnen wir mal:
Die Nominalprimärimpedanz des Übertragers sei 600[Ohm]. Die unterste sauber zu übertragende Frequenz sei 16[Hz] (der tiefste Orgelton). Der Wechselstromwiderstand (Blindwiderstand) X(L)) der Primärwicklung sollte bei dieser Frequenz mindestens um den Faktor 5...10 höher liegen wie die nominale Primärimpedanz, also bei ca. 6[kOhm] (bei 10-fach). Damit ergibt sich gemäß der Formel:

L = X(L) / (2 * pi * f)

Hierbei ist:

L = Primärleerlaufinduktivität in Henry [H].
X(L) = induktiver Blindwiderstand in [Ohm].
pi = Kreiszahl pi (3.1415926)
f = unterste zu übertragende Frequenz in Hertz [Hz].

eine notwendige Leerlaufinduktivität von ca. 60[H] (oder ca. 30[H] bei 5-fach). Diese Primärleerlaufinduktivität muß der Übertrager bei der Gleichstromvorbelastung durch den Ruhestrom mindestens aufweisen, wenn er die unterste Grenzfrequenz noch sauber und unverzerrt übertragen können soll.

Jetzt kannst Du gemäß obiger Formel bei der tiefsten zu übertragenden Frequenz, die Dir vorschwebt, die mindestens erforderliche Primärleerlaufinduktivität berechnen, wobei ich persönlich immer mindestens vom 10-fachen induktiven Blindwiderstand bezogen auf die nominale Primärimpedanz ausgehen würde - sofern der Trafobauer das realisieren kann (sind immerhin ein Haufen Windungen, die dann auch noch sinnvoll verschachtelt werden müssen - Thema: Streukapazität, die natürlich mit der Windungszahl ansteigt). Aus diesem Grund sind gute Ausgangsübertrager, selbst wenn sie relativ geringe Leistungen übertragen sollen, ziemlich groß - oft deutlich größer wie der Netztrafo. Man darf sich hierbei nicht von der Kernleistungsangabe der Kernhersteller für einen bestimmten Kern blenden lasse. Die Kernleistung wird heutzutage (da Ausgangsübertrager ja inzwischen Exoten sind) immer für den Betrieb als Netztrafo angegeben (also ülicherweise bei 50[Hz]). Für z.B. 16[Hz] hat allerdings so ein Kern dann nur noch den ca. 3.13ten Teil der Kernleistung, die in den Kerndatenblättern angegeben ist. Desweiteren bezieht sich die Kernleistungsangabe immer auf Vollaussteuerung, wobei bei Netztrafos ein Klirr von 10% keine Rolle spielt. Desweiteren spielen Streuinduktivität und Streukapazität bei Netztrafos keine Rolle (sie sollen ja schließlich nur Netzfrequenz und keine höheren Frequenzen übertragen), weshalb der Wicklungsaufbau (keine Verschachtelung etc. erforderlich) raumökonomisch erfolgen kann, was automatisch zu recht kompakten Trafos (bezogen auf die Nennleistung) führt. Weiterhin sehen Netztrafos keine Gleichstromvorbelastung durch einen Ruhestrom, Eintaktausgangsübertrager jedoch sehr wohl. Der deswegen unbedingt erforderliche Luftspalt (der bei hohen Ruheströmen recht groß ausfallen kann) führt jedoch bei ansonsten gleichen Verhältnissen (Kerngröße, Windungszahl) automatisch zu einer drastischen Verringerung der Leerlaufinduktivität (und einer Vergrößerung der Streuinduktivität), so daß primärseitig mit Luftspalt erheblich mehr Windungen zur Erzielung derselben Leerlaufinduktivität erforderlich sind wie ohne Luftspalt. Um das Übersetzungsverhältnis des Übertragers zu wahren, sind natürlich im selben Verhältnis auch entsprechend mehr Windungen auf der Sekundärseite erforderlich. Im Sinne geringer Kupferverluste kann dies dazu führen, daß sowohl die Primär- wie auch die Sekundärseite aufgrund der höheren Windungszahl mit einem größeren Drahtquerschnitt bewickelt werden müssen. Auch diese Umstände führen natürlich zu einer nicht unerheblichen Vergrößerung des Bauvolumens des Übertragers.

Wegen des normalerweise konstruktionsbedingt nicht machbaren Luftspalts findet man übrigens auch keine Ringkernausgangsübertrager als Eintaktübertrager - so günstig deren Eigenschaften sonst auch wären (standardmäßig kornorientiertes Siliziumeisen, 0.31[mm] Blechstärke, schlußgeglüht, uniforme Kornorientierung, sehr gute magnetische Verkopplung der Wicklungen, sehr geringe Streuverluste, sehr geringe Streuinduktivität etc.).

Eine Meßschaltung, mit der Du mit "Bordmitteln" die Primärleerlaufinduktivität auch unter Gleichstromvorbelastung messen kannst, findest Du hier:

http://www.b-kainka.de/roehren/trafos.htm

Wegen der oben genannten Zusammenhänge sollten auch die Koppel-C's im Verstärker nicht sinnlos groß gemacht werden (diese bilden ja zusammen mit dem Gitterableitwiderstand einen Hochpaß). Es macht keinen Sinn, wenn der Ausgangsübertrager mit Frequenzen beaufschlagt wird, die er sowieso nicht mehr übertragen kann und die nur noch den Kern in die Sättigung fahren (oder die Verlustleistung in der Röhre bei Aussteuerung sinnlos ansteigen lassen, weil diese mehr oder weniger nur noch den ohmschen Wicklungswiderstand "sieht").

Ein guter Verstärker ist also von vorne bis hinten eine harmonisch ausgewogene "Komposition" von Komponenten, die nur das Frequenzspektrum durch den Verstärker durchlassen, welches dieser auch noch sinnvoll verarbeiten kann.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,
zunächst nochmals vielen Dank für deine hilfreichen Erklärungen.
Ich werde den AÜ jetzt mal messen gemäß dem Vorschlag in deinem Link.
Ich verstehe das so, dass ich den Sinusgenerator durchstimme, bis ich die höchste Amplitude habe, das ist dann die Resonanzfrequenz, und mit der berechne ich die Induktivität. Richtig?
Und das wiederhole ich dann mit verschiedenen Gleichströmen.
Für den Fall, dass mein Generator an der Sekundärwicklung schlapp macht, ginge es wohl auch nach diesem Verfahren.



Ich brauchte da wohl auch keinen Konstantstrom.
Muss ich dann den Gleichstrom umrechnen, weil der Kern von der Sekundärseite gesättigt wird?
Gruß, Jan

buja85 schrieb:

Hallo Herbert, zunächst nochmals vielen Dank für deine hilfreichen Erklärungen. Ich werde den AÜ jetzt mal messen gemäß dem Vorschlag in deinem Link. Ich verstehe das so, dass ich den Sinusgenerator durchstimme, bis ich die höchste Amplitude habe, das ist dann die Resonanzfrequenz, und mit der berechne ich die Induktivität. Richtig? Und das wiederhole ich dann mit verschiedenen Gleichströmen. Für den Fall, dass mein Generator an der Sekundärwicklung schlapp macht, ginge es wohl auch nach diesem Verfahren. Ich brauchte da wohl auch keinen Konstantstrom. Muss ich dann den Gleichstrom umrechnen, weil der Kern von der Sekundärseite gesättigt wird? Gruß, Jan

Servus Jan,

also, so wie Du das gezeichnet hast, funktioniert das leider nicht, weil:

1.) Du möchtest ja die Primärleerlaufinduktivität unter Gleichstromvorbelastung bestimmen. "n2" in Deiner Zeichnung ist aber die Sekundärwicklung, und die sieht in einem Röhren-Ausgangsübertrager überhaupt keinen Gleichstrom. Wenn, dann muß schon die Primärwicklung eine Gleichstromvorbelastung "sehen". Das ist in dem von mir angegebenen Link schon richtig gezeichnet. Dort wird der Sinusgenerator in die Sekundärwicklung eingespeist (der Trafo also quasi "verkehrtherum" betrieben) und die Primärwicklung dient sowohl als Parallelresonanzkreis wie auch als Lastwiderstand für die Gleichstromquelle.

2.) Von Interesse ist ja die Primärleerlaufinduktivität bei der niedrigsten zu übertragenden Frequenz. Insofern ist ein Sinusgenerator erforderlich, der idealerweise um diese Frequenz herum (also um ca. 20[Hz]...500[Hz]) durchstimmbar ist. 1[kHz]...100[kHz] (wie in Deiner Zeichnung angegeben) sind hier nicht zielführend.

3.) Richtig, der Sinusgenerator wird solange durchgestimmt, bis sich bei gegebenem C die größtmögliche Amplitude einstellt - schließlich handelt es sich um einen Parallelresonanzkreis. Anschließend kannst Du nach der Formel:

L = 1 / ((2 * pi * f)exp(2) * C)

die Primärleerlaufinduktivität bei dieser Frequenz berechnen.

Hierbei gilt:

f = Frequenz in Hertz [Hz].
pi = Kreiszahl Pi (3.1415926).
exp(2) = Exponent 2 (= Quadrat) - nur für den geklammerten Term "(2 * pi * f)"!
L = Induktivität in Henry [H].
C = Kapazität in Farad [F].

4.) Um die (Konstant)stromquelle kommst Du nicht rum. Schließlich soll ja ein Gleichstrom in die Primärwicklung eingeprägt werden, der dem Ruhestrom entspricht. Außerdem hat eine Stromquelle einen hohen (differentiellen) Innenwiderstand, wodurch der Schwingkreis nicht so stark bedämpft wird und die Resonanzmaxima beim Durchstimmen (die aufgrund der lausigen Güte der Übertragerinduktivität sowieso nicht soooo scharf sind) gut zu erkennen sind.

Ich hab' zu diesem Thema (weil's mich selber für ein anderes Projekt interessiert) gerade einige Stunden mit Messungen im Labaor verbracht. Diese (durchaus interessanten) Meßergebnisse werd' ich in diesem Thread in einem eigenen Beitrag mit dem Titel "Meßtechnische Betrachtungen zur Primärinduktivität von Ausgangsübertragern" zusammenfassen...das dauert aber noch ein, zwei Stunden.

Grüße bis gleich

Herbert

Meßtechnische und sonstige Betrachtungen zur Primärinduktivität von Ausgangsübertragern von Röhrenverstärkern

Angeregt durch einen Thread-Beitrag mit dem Titel "Amp mit 6C33C" habe ich mal einige Messungen vorgenommen, um etwas Klarheit über die möglichen Einflußgrößen auf die Primärleerlaufinduktivität von Ausgangsübertragern für Röhrenverstärker und die dazu gehörenden Meßfehler zu bekommen.

Die Primärleerlaufinduktivität ist eine der sehr bedeutenden Größen bei Ausgangsübertragern für Röhrenverstärker, bestimmt sie doch wesentlich die unterste übertragbare Frequenz (= Tiefbass) mit. Diese Leerlaufinduktivität wird jedoch nur sehr selten als Spezifikationsgröße bei käuflichen Ausgangsübertragern angegeben.

Als Faustformel kann man zunächst einmal annehmen, daß der Wechselstromwiderstand (der induktive Blindwiderstand) der Primärwicklung eines Ausgangsübertragers bei der untersten zu übertragenden Frequenz den ca. fünf- bis zehnfachen Wert der Nennprimärimpedanz dieses Übertragers haben soll. Sofern möglich, sollte man immer mindestens den zehnfachen Wert anstreben. Wenn wir nun als Beispiel eine Röhre 6C33C-B im Eintakt-A-Betrieb nehmen, so liegt die Nennprimärimpedanz des für diese Röhre erforderlichen Ausgangsübertragers in der Gegend von 600[Ohm]. Unter Zugrundelegung der oben genannten Faustformel müßte also der Wechselstromwiderstand der Primärwicklung bei der untersten zu übertragenden Frequenz ca. 6[kOhm] betragen. Nehmen wir weiterhin an, daß die unterste zu übertragende Frequenz 40[Hz] sein soll (nur wenige wirkungsgradstarke Breitbandlautsprecher für Röhrenverstärker (bei Viechern, Needles, PicoLinos, Sticks, Jericho-Hörnern etc. ist z.T. schon oberhalb Schluß) geben unterhalb dieser Frequenz noch was mit "Dampf" wieder), so haben wir alle Angaben, um daraus die mindestens erforderliche Primärleerlaufinduktivität des Ausgangsübertragers zu berechnen:

L = X(L) / (2 * pi * f)

Hierbei ist:

L = Primärleerlaufinduktivität in Henry [H].
X(L) = induktiver Blindwiderstand in [Ohm] (in unserem Beispiel 6[kOhm].
pi = Kreiszahl pi (3.1415926)
f = unterste zu übertragende Frequenz in Hertz [Hz] (in unserem Beispiel 40[Hz].

Hiermit kommen wir bei unserem Beispiel für die 6C33C Endstufe auf eine mindestens erforderliche Primärleerlaufinduktivität von ca. 24[H].

Nur: wie mißt man diese Induktivität der Primärwicklung, um zu bestimmen, ob der ausgewählte Ausgangsübertrager für die vorgesehene Anwendung und die dafür ausgewählte Übertragung der geplanten untersten Grenzfrequenz paßt oder nicht? Entweder man ist in der glücklichen Lage, über ein Meßgerät zu verfügen, was derart große Induktivitätswerte genau und zuverlässig bestimmen kann (was wahrscheinlich in Hobbykreisen eher selten der Fall ist). Oder man mißt diese Induktivität über "Umwege" mit Mitteln, die dem Hobbyisten üblicherweise zur Verfügung stehen. Eine dieser Meßmethoden für Hobbyisten ist in folgendem Link beschrieben:

http://www.b-kainka.de/roehren/trafos.htm

Ziel dieses Beitrags ist es nun, die möglichen Einflußgrößen und Meßfehler dieser Meßmethode denjenigen gegenüberzustellen, die mit einem "professionellen" Meßgerät erzielt wurden, um dem selbstbauenden Amateur Anhaltspunkte für die Auslegung der Leerlaufprimärinduktivität von Ausgangsübertragern zu geben.

Die Messungen erfolgten (mangels geeignetem Exemplar eines Ausgangsübertragers für die 6C33C) hierbei nicht völlig realitätsnah. Es ging bei diesen Messungen einzig und allein um die Frage, ob sich die Meßwerte für die Primärleerlaufinduktivität, die mit einem professionellen Meßgerät gewonnen wurden, und die Meßwerte der "Hobbymethode" (nach obigem Link) decken - oder, wenn sie sich nicht decken, wieweit sie voneinander abweichen können. Aufgrund der Besonderheiten des verwendeten "Übertragers" (Ringkern) wurde das Thema Gleichstromvorbelastung des Kerns hierbei bewußt ausgeklammert (da ein Ringkern prinzipbedingt keinen Luftspalt hat und deswegen nicht mit Gleichstrom vorgespannt werden darf).

Um den Impedanzverhältnissen einer 6C33C-B Eintaktendstufe möglichst nahe zu kommen (und, weil kein anderes Testobjekt verfügbar war), wurde als Testkandidat ein Ringkernnetztrafo verwendet, der in seinen wesentlichen Wechselstromkonstruktionsmerkmalen dem Ausgangsübertrager für eine 6C33C Eintaktendstufe nahe kommt:

- Primärspannung 230[V].
- Sekundärspannung 2 * 15[V], je 5.33[A].
- Dies ergibt bei in Serie geschalteten Sekundärwicklungen ein Spannungsuntersetzungsverhältnis von 7.66666 : 1, oder
- ein Impedanzuntersetzungsverhältnis von ca. 58.78 : 1
- Bei einer Lautsprecherimpedanz von nominal 8[Ohm] ergibt sich hieraus eine Primärimpedanz von ca. 470[Ohm].
- Diese Primärimpedanz liegt mit einem Fehler von ca. -20% in der Nähe der optimalen Primärimpedanz für eine Eintakt 6C33C-B Röhre.

Weitere Daten dieses "Übertragers":

- Ringkerntrafo, Nennleistung (bei 50[Hz]): 160[VA].
- Durchmesser: 110[mm], Höhe: 45[mm].
- Gewicht: 1.9[kg].
- kornorientiertes Siliziumeisen, 0.31[mm] dick, schlußgeglüht (dasselbe Kernmaterial, das auch für "High-End"-Ausgangsübertrager verwendet wird)

Mit diesem Trafo wurden nun verschiedene Messungen zum Thema "Primärleerlaufinduktivität" angestellt.

Diese Messungen gliederten sich in drei Teile:

a.) Messungen der Primärleerlaufinduktivität mit einem professionellen Meßgerät (HP4261A LCR-Meter).
b.) Resonanzmessungen gemäß obigem Link (Methode Kainka).
c.) Resonanzmessungen Methode "pragmatiker".

Zunächst einmal die Skizzen zu den drei verwendeten Meßmethoden:



Die Ergebnisse zur Methode "a.)" in der Skizze (HP4261A LCR-Meter):

- Meßfrequenz 50[Hz], Meßamplitude 50[mVeff]: Primärleerlaufinduktivität = 10.6[H].
- Meßfrequenz 50[Hz], Meßamplitude 1[Veff]: Primärleerlaufinduktivität = 10.6[H].
- Meßfrequenz 1[kHz], Meßamplitude 50[mVeff]: Primärleerlaufinduktivität = 5.4[H].
- Meßfrequenz 1[kHz], Meßamplitude 1[Veff]: Primärleerlaufinduktivität = 5.4[H].

EDIT 15.10.2005: Bei diesen Messungen ist mir ein Fehler unterlaufen - die umschaltbare Meßamplitude dieses Meßgerätes wirkt nicht bei L-Messungen, es wird immer mit 1[Veff] gemessen. Insofern sind obige 50[mV] Angaben irrelevant und müssen ignoriert werden.


Vorbemerkungen zur Meßmethode "b.)" und "c.)":

- Die Kondensatorwerte 47[nF] und 158[nF] wurde ausgewählt, weil grade keine anderen 1% Präzisionskondensatoren da waren.
- Diese Kondensatoren haben gemessene 47.3[nF] und 157.2[nF] (gemessen mit HP4261A LCR-Meter).
- Aus Faulheitsgründen wurde nicht der Aufbau mit Sinusgenerator und Oszilloskop gewählt, da hier ein Wandel & Goltermann PMG-13 Pegelmeßgerät (bei dem eine sehr genaue Signalquelle und ein sehr genauer Pegelmesser in einem Gerät integriert sind) vorhanden ist.
- Die Induktivität wurde gemäß der Formel:

L = 1 / ((2 * pi * f)exp(2) * C)

berechnet:

Hierbei gilt:

f = Frequenz in Hertz [Hz].
pi = Kreiszahl Pi (3.1415926).
exp(2) = Exponent 2 (= Quadrat) - nur für den geklammerten Term "(2 * pi * f)"!
L = Induktivität in Henry [H].
C = Kapazität in Farad [F].


Die Ergebnisse zur Methode "b.)" in der Skizze (Methode Kainka gemäß obigem Link):

- C = 47[nF], 50[mVeff] am Schwingkreis, Meßfrequenz = 394.4[Hz], berechnete Primärleerlaufinduktivität = 3.46[H].
- C = 47[nF], 1.00[Veff] am Schwingkreis, Meßfrequenz = 294.0[Hz], berechnete Primärleerlaufinduktivität = 6.24[H].
- C = 47[nF], 10.0[Veff] am Schwingkreis, Meßfrequenz = 188.8[Hz], berechnete Primärleerlaufinduktivität = 15.1[H].
- C = 158[nF], 50[mVeff] am Schwingkreis, Meßfrequenz = 210.2[Hz], berechnete Primärleerlaufinduktivität = 3.63[H].
- C = 158[nF], 1.00[Veff] am Schwingkreis, Meßfrequenz = 141.2[Hz], berechnete Primärleerlaufinduktivität = 8.04[H].
- C = 158[nF], 10.0[Veff] am Schwingkreis, Meßfrequenz = 92.1[Hz], berechnete Primärleerlaufinduktivität = 18.9[H].


Die Ergebnisse zur Methode "c.)" in der Skizze (Methode "pragmatiker"):

Vorbemerkung: Um den Einfluß der Sekundärwicklung(en) bei der Messung völlig auszuschließen, wurde eine weitere Meßmethode verwendet, die im Prinzip der Resonanzmessung in professionellen Induktivitätsmeßgeräten (z.B. Rohde & Schwarz "LARU" oder "LRT") entspricht. Um den Parallelschwingkreis möglichst wenig zu bedämpfen (und einigermaßen scharfe Resonanzmaxima zu erhalten), wurden hierbei in Serie zur Signalquelle Widerstände von 20[kOhm] und 100[kOhm] eingefügt.

Zunächst die Meßergebnisse mit einem Vorwiderstand "R" von 20[kOhm]:

- C = 47[nF], 50[mVeff] am Schwingkreis, Meßfrequenz = 387.1[Hz], berechnete Primärleerlaufinduktivität = 3.60[H].
- C = 47[nF], 1.00[Veff] am Schwingkreis, Meßfrequenz = 311.8[Hz], berechnete Primärleerlaufinduktivität = 5.54[H].
- C = 158[nF], 50[mVeff] am Schwingkreis, Meßfrequenz = 213.7[Hz], berechnete Primärleerlaufinduktivität = 3.51[H].
- C = 158[nF], 1.00[Veff] am Schwingkreis, Meßfrequenz = 145.9[Hz], berechnete Primärleerlaufinduktivität = 7.53[H].

Und nun - zu guter letzt - die Meßergebnisse mit einem Vorwiderstand "R" von 100[kOhm]:

- C = 47[nF], 50[mVeff] am Schwingkreis, Meßfrequenz = 390.9[Hz], berechnete Primärleerlaufinduktivität = 3.53[H].
- C = 47[nF], 1.00[Veff] am Schwingkreis, Meßfrequenz = 295.8[Hz], berechnete Primärleerlaufinduktivität = 6.16[H].
- C = 158[nF], 50[mVeff] am Schwingkreis, Meßfrequenz = 214.2[Hz], berechnete Primärleerlaufinduktivität = 3.49[H].
- C = 158[nF], 1.00[Veff] am Schwingkreis, Meßfrequenz = 144.0[Hz], berechnete Primärleerlaufinduktivität = 7.73[H].


>>> FAZIT <<< - Schlussfolgerungen:

Aus den oben stehenden Meßergebnissen können folgende Schlüsse gezogen werden:

- Die Meßfehler können je nach Meßmethode RIESIG sein.

- Der alte Elektronikergrundsatz: "wer mißt, mißt Mist" scheint auch hier zu gelten - ein gesundes Mißtrauen gegenüber den eigenen Meßergebnissen erscheint also immer mehr als angebracht.

- Zumindest bei den Messungen mit Hobbymitteln ist neben der Frequenzabhängigkeit auch noch eine starke Amplitudenabhängigkeit der L-Meßwerte zu beobachten.

- Die Nachkommastellen der L-Meßergebnisse interessieren (erwartungsgemäß) überhaupt nicht - deren Aussagekraft ist gleich null.

- Die Meßergebnisse der (Hobby)Methode "Kainka" (= Skizze Punkt "b.)" und der (Hobby)Methode "pragmatiker" (= Skizze Punkt "c.)" weichen nur unwesentlich voneinander ab.

- Welche Meßergebnisse - die der Methode "a.)" (HP4261A) - oder die der Methoden "b.)" (Kainka) oder "c.)" (pragmatiker) die "richtigeren" sind, ist im Moment nicht bekannt.

- Durch die (erwartungsgemäß) starke Reduzierung der Primärleerlaufinduktivität mit steigender Frequenz sollte man im Idealfall immer möglichst nahe an der untersten zu übertragenden Frequenz messen, um eine möglichst reale Aussage über die dort vorhandene Induktivität zu bekommen.

- Dasselbe gilt für den Meßpegel: Im Idealfall ist ein Meßpegel von mehreren 10[Veff] anzustreben, um den realen (Vollaussteuerungs)- Betriebsbedingungen so nahe wie möglich zu kommen.

- Wird nach mehreren verschiedenen Methoden gemessen, so ist zur Sicherheit immer der niedrigste gemessene L-Wert für die weiteren Betrachtungen zu verwenden.

- Wenn man sich den vermessenen Netztrafo mit seinen Abemssungen (und ohne Gleichstromvorbelastung) ansieht (160[VA] Kernleistung) und die dort gemessenen Primärleerlaufinduktivitäten mit denen vergleicht, die z.B. für einen 6C33C-B Ausgangsübertrager erforderlich wären (ca. 24[H] bei 600[Ohm] Primärimpedanz und 40[Hz] unterster zu übertragender Frequenz), dann wird klar, daß dieser Ausgangsübertrager physikalisch kein kleiner Trafo sein kann.


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Grüße

Herbert